作者：Eamon Nash and Kieran Barrett

有線或無(wú)線發(fā)射器中的回波損耗是向負(fù)載輸送電力時(shí)發(fā)射功率與反射功率的比值。它是描述傳輸效率的關(guān)鍵參數(shù)，可用作負(fù)載反射回電源的過(guò)大功率的指標(biāo)。在天線回波損耗較差的無(wú)線發(fā)射器中，高水平的反射功率會(huì)損壞驅(qū)動(dòng)天線的功率放大器。

本文介紹了一種在寬頻率范圍（2 GHz至26 GHz）內(nèi)實(shí)時(shí)精確測(cè)量有線或無(wú)線發(fā)射器回波損耗的新方法，而無(wú)需任何系統(tǒng)校準(zhǔn)。

電路操作

圖1顯示了測(cè)量RF放大器與其負(fù)載之間回波損耗的完整電路;負(fù)載將是實(shí)用無(wú)線系統(tǒng)中的天線。入射和反射功率使用頻率范圍為 2 GHz 至 26.5 GHz 的寬帶定向耦合器進(jìn)行檢測(cè)。

圖1.功能框圖。

RF開關(guān)用于交替連接到定向耦合器的耦合和隔離端口。RF開關(guān)上的控制線使用負(fù)邏輯CMOS控制電路定期切換。吸收式RF開關(guān)用于確保定向耦合器的兩個(gè)端口始終以50 Ω端接。然后，開關(guān)的耦合RF信號(hào)輸出驅(qū)動(dòng)ADL6010的輸入，ADL6010是一款工作頻率為500 MHz至43.5 GHz的寬帶微波檢波器。

AD7091R 12位ADC以1 MSPS的速率對(duì)ADL6010 RF檢波器的輸出進(jìn)行采樣。這將檢測(cè)器的模擬輸出電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字代碼。使用正向和反向代碼，無(wú)需系統(tǒng)校準(zhǔn)即可計(jì)算回波損耗。

免校準(zhǔn)回波損耗測(cè)量和計(jì)算

圖2顯示了ADL6010集成微波二極管檢波器在直流輸出電壓與交流輸入電壓方面的傳遞函數(shù)。該探測(cè)器的檢測(cè)范圍為 45 dB，工作頻率范圍為 500 MHz 至 43.5 GHz。

圖2.ADL6010 集成二極管檢波器傳遞函數(shù)（V）外與 V在.

該器件具有所謂的線性 V/V 傳遞函數(shù)。這意味著，當(dāng)輸入功率在其45 dB線性工作區(qū)域內(nèi)（約–30 dBm至+15 dBm或7.1 mV rms至1.3 V rms）時(shí)，直流輸出電壓與輸入交流電壓成正比。與傳統(tǒng)的基于肖特基二極管的檢波器不同，沒(méi)有平方律的工作區(qū)域。這會(huì)產(chǎn)生一個(gè)傳遞函數(shù)，可以使用簡(jiǎn)單的線性方程進(jìn)行建模：

其中 m 是 V/V 中的斜率，b 是 y 軸截距。

用以dBm為單位的功率重寫這個(gè)等式，我們得到：

其中R是系統(tǒng)阻抗，通常為50 Ω。

功率檢波器的輸出響應(yīng)在溫度、頻率和器件之間會(huì)有所不同。因此，上一個(gè)等式中m和b的值會(huì)有所不同，通常必須使用校準(zhǔn)來(lái)確定。

為了使用輸出電壓反向計(jì)算檢波器的輸入功率，需要在每個(gè)頻率和每個(gè)器件上進(jìn)行校準(zhǔn)。但是，在圖1所示電路中，我們只是嘗試測(cè)量回波損耗。由于正向和反向功率由同一檢測(cè)器測(cè)量，因此可以證明回波損耗可以使用以下公式計(jì)算：

其中 VF和 VR是RF開關(guān)分別將定向耦合器連接到定向耦合器的正向和反向耦合端口時(shí)檢測(cè)器的測(cè)量輸出電壓。當(dāng)y截距（b）接近零時(shí)，這個(gè)方程成立，這個(gè)特定的探測(cè)器就是這種情況（見圖2）。

這個(gè)方程很重要，因?yàn)閙項(xiàng)和b項(xiàng)不再存在。這意味著無(wú)需任何系統(tǒng)校準(zhǔn)即可測(cè)量精確的回波損耗。

實(shí)際上，使用圖1中ADC的代碼來(lái)執(zhí)行計(jì)算。所以最后一個(gè)等式變成：

同樣，由于ADC的y軸截距接近0，因此我們無(wú)需對(duì)ADC進(jìn)行任何校準(zhǔn)即可測(cè)量精確的回波損耗。

反射系數(shù)甚至更容易計(jì)算，因?yàn)閷?duì)log（x）計(jì)算的要求消失了。這得到等式：

VSWR可以使用以下公式計(jì)算：

測(cè)試結(jié)果

圖3顯示了當(dāng)回波損耗為20 dB時(shí)，在2 GHz時(shí)測(cè)得的回波損耗與輸入功率的關(guān)系。

圖3.回波損耗測(cè)量結(jié)果。

為了模擬回波損耗為20 dB的天線，將具有開路輸出的9 dB衰減器連接到定向耦合器的輸出。理想情況下，這應(yīng)該會(huì)導(dǎo)致18 dB的回波損耗。但是，當(dāng)考慮到電纜損耗、連接和耦合器插入損耗的影響時(shí)，該測(cè)試負(fù)載的真實(shí)回波損耗被確定為約20 dB。

從圖3的圖表可以看出，對(duì)于0 dBm至+25 dBm的輸入功率，測(cè)得的回波損耗仍然接近20 dB。高于和低于這些電平，測(cè)得的回波損耗會(huì)顯著降低。在高端（這是由于檢波器輸入端的功率超過(guò)其飽和點(diǎn)+15 dBm），由于耦合系數(shù)和開關(guān)的插入損耗，通過(guò)定向耦合器的+27 dBm功率在RF檢波器上顯示為+15 dBm。

在低端（輸入功率低于0 dBm），誤差是由檢波器的靈敏度引起的。0 dBm輸入功率從–20 dBm的負(fù)載反射回來(lái)。通過(guò)耦合器和RF開關(guān)，該電平下降約12 dB，到達(dá)檢波器的功率電平約為–32 dBm，低于ADL6010檢波器的輸入靈敏度。

選擇定向耦合器

每個(gè)定向耦合器都有一個(gè)耦合端口和一個(gè)隔離端口，如圖4所示。正向耦合信號(hào)出現(xiàn)在耦合輸出端，負(fù)載反射的信號(hào)耦合到隔離端口。在大多數(shù)定向耦合器上，隔離端口通過(guò)永久、不可拆卸的 50 Ω端接端接。對(duì)于此應(yīng)用，選擇Marki微波C10-0226有多種原因。該器件具有寬工作頻率范圍（2 GHz至26 GHz），覆蓋了ADL6010檢波器范圍的重要部分。在此范圍內(nèi)，它的輸入回波損耗和方向性為20 dB或更好。為了測(cè)量負(fù)載上20 dB的回波損耗，耦合器本身的方向性和輸入回波損耗必須至少超過(guò)該數(shù)字。

圖4.射頻定向耦合器。

C10-2226 耦合器上的隔離端口沒(méi)有固定端接。相反，用戶可以連接 50 Ω SMA 負(fù)載以實(shí)現(xiàn)正常運(yùn)行。但是，在這種情況下，我們利用此功能并使用隔離端口來(lái)測(cè)量反向功率。因此，我們實(shí)際上有一個(gè)可以感知入射和反射功率的設(shè)備。

耦合器的耦合因數(shù)為10 dB。耦合因數(shù)對(duì)電路電平規(guī)劃有顯著影響，如圖5所示。為了優(yōu)化電路的檢測(cè)范圍，天線端口的最大功率應(yīng)映射到檢波器的最大輸入功率。因此，在本例中，10 dB耦合因數(shù)（以及RF開關(guān)的2 dB插入損耗）和檢波器的最大輸入功率+15 dBm將天線端口的最大功率設(shè)置為+27 dBm。如果需要更高的輸出功率，則可以使用具有更高耦合因數(shù)的定向耦合器。這樣做的好處是耦合器插入損耗略低?；蛘撸梢栽陂_關(guān)的輸出和檢波器的輸入之間插入額外的衰減。

圖5.電路級(jí)規(guī)劃。

在實(shí)際電路中，表面貼裝定向耦合器可能更可取。這些器件的插入損耗往往與此處使用的連接器耦合器相似。但它們的帶寬、方向性和隔離度往往沒(méi)有那么好。

射頻開關(guān)選擇注意事項(xiàng)

本應(yīng)用使用HMC547LC3開關(guān)。這是一款單刀、雙擲、非反射開關(guān)，輸入頻率范圍為 dc 至 28 GHz，高速開關(guān)時(shí)間為 6 ns。

該開關(guān)的非反射特性對(duì)于整個(gè)電路的正確操作至關(guān)重要。如果沒(méi)有開關(guān)未連接時(shí)輸入端的虛擬 50 Ω負(fù)載，定向耦合器將無(wú)法正確端接。

在此應(yīng)用中，開關(guān)的插入損耗并不重要。開關(guān)的插入損耗有效地增加了定向耦合器的耦合系數(shù)。此外，由于正向和反向電源通過(guò)同一路徑路由，因此任何隨溫度和頻率的變化都會(huì)抵消。開關(guān)和耦合器將電路的工作限制在最大28 GHz。為了將電路工作到ADL6010檢波器的最大輸入頻率，必須使用更高頻率的開關(guān)。

ADC 選擇注意事項(xiàng)

AD7091R是一款12位逐次逼近寄存器SAR ADC。這是一款低功耗ADC，典型值為349 μA，吞吐速率高達(dá)1 MSPS?？梢允褂幂^低的吞吐率，從而降低功耗。

選擇該ADC主要是因?yàn)樗哂凶銐虻姆直媛蕘?lái)檢測(cè)ADL6010檢波器在其整個(gè)輸入范圍內(nèi)的輸出電壓。檢波器的所謂線性V/V傳遞函數(shù)（如圖2所示）意味著以V/dB為單位的增量輸出斜率隨輸入功率而降低。因此，選擇了12位ADC，以便即使輸入功率處于檢波器輸入范圍的底端，也可以解決小于1 dB的輸入功率變化。

在該電路的實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，來(lái)自ADC的每個(gè)數(shù)字代碼通過(guò)3線SPI接口傳輸?shù)絇C。然后，PC上的軟件例程計(jì)算并顯示回波損耗。

測(cè)量正向和反向耦合信號(hào)以及計(jì)算回波損耗所需的時(shí)間約為1.4 ms——每個(gè)周期收集500個(gè)正向樣本和500個(gè)反向樣本。大量樣本提供平均，這在信號(hào)包絡(luò)快速變化的應(yīng)用中是必需的。此外，在檢波器的輸出和ADC的輸入之間放置了一些低通濾波（一個(gè)簡(jiǎn)單的R至C電路，沒(méi)有任何緩沖），以提供額外的平均。

該軟件程序大約需要400 μs來(lái)執(zhí)行正向和反向采樣之間的切換操作。這導(dǎo)致更新速率為 1.4 毫秒。

在開關(guān)速度更快的情況下，也可以使用替代采樣方案（上例中的開關(guān)速率受控制軟件限制，而不是開關(guān)本身）。

射頻功率測(cè)量

到目前為止，重點(diǎn)一直是測(cè)量回波損耗，而無(wú)需進(jìn)行任何校準(zhǔn)。通過(guò)增加簡(jiǎn)單的校準(zhǔn)程序，該電路還可用于精確測(cè)量發(fā)射功率。圖6顯示了輸入功率在2 GHz時(shí)掃描的位置，并使用ADC的代碼以及校準(zhǔn)期間獲取的m和b值進(jìn)行反向計(jì)算。

圖6.當(dāng)電路用于測(cè)量絕對(duì)RF輸入功率時(shí)測(cè)量的功率與施加的功率。

結(jié)論

所描述的電路為測(cè)量精確回波損耗提供了一種方便的解決方案，其中無(wú)法或不希望執(zhí)行校準(zhǔn)。它的絕對(duì)功率檢測(cè)范圍為 45 dB。這允許在25 dB的RF功率范圍內(nèi)測(cè)量高達(dá)20 dB的回波損耗。絕對(duì)功率范圍可以從最小范圍0 dBm向上擴(kuò)展至+25 dBm。

雖然所使用的RF檢波器的輸入頻率范圍為500 MHz至43.5 GHz，但電路的頻率范圍通常會(huì)受到所使用的RF開關(guān)或定向耦合器的限制，尤其是在使用表面貼裝耦合器的情況下。

審核編輯：郭婷