在上期中，我們探討了跳頻技術(shù)及其演變，并對傳統(tǒng)方法和高級方法（例如通用輸入/輸出 (GPIO) 和快速重新配置接口 (FRI)）進行了比較。

本期，為大家?guī)淼氖恰稙槠噮^(qū)域性配電系統(tǒng)中的非板載容性負載供電》，將討論使用高側(cè)開關(guān)控制器解決驅(qū)動容性負載挑戰(zhàn)的各種方法。

引言

車輛架構(gòu)從域向區(qū)域的轉(zhuǎn)變顯著改變了汽車的配電方式，基于半導體開關(guān)的解決方案（請參閱圖 1）正在取代傳統(tǒng)的熔斷型保險絲用于線束保護。這些解決方案具有諸多優(yōu)勢，例如保險絲時間電流的可變性更小，因此可以降低線束的電纜直徑、重量和成本。半導體開關(guān)還可遠程復位，這意味著保險絲不必易于觸及，使設計人員能夠?qū)⒈ｋU絲放置在更合理的位置以縮短從電源到負載的電纜長度。

圖 1：基于域的配電架構(gòu)

圖 2：基于區(qū)域的配電架構(gòu)

使用半導體開關(guān)作為智能保險絲器件時，系統(tǒng)面臨的設計挑戰(zhàn)包括降低開關(guān)處于導通狀態(tài)時的靜態(tài)電流，以及開啟輸出來為負載（電子控制單元 [ECU] 輸入）中常見的大型容性負載供電。ECU 的輸入電容范圍為 47μF 至 5mF，啟動時間（快速充電時間 <1ms、中等充電時間 <10ms、慢速充電時間 <50ms）需要根據(jù)每個配電盒 (PDB) 輸出端上連接在一起的 ECU 類型和數(shù)量考慮。在 ECU 啟動時間內(nèi)通過金屬氧化物半導體場效應晶體管 (MOSFET) 開關(guān)為這些 ECU 輸入電容器充電，是區(qū)域性架構(gòu)面臨的主要系統(tǒng)設計挑戰(zhàn)之一。

在本文中，我們將討論使用高側(cè)開關(guān)控制器解決驅(qū)動容性負載挑戰(zhàn)的各種方法。

輸出電壓壓擺率控制

這種方法是在柵極與 GND 之間放置電容器 (C)，柵極的壓擺率和輸出電壓可以限制浪涌電流。具有輸出電壓壓擺率控制的電路配置如圖 3所示。

方程式 1和方程式 2用于計算啟動時的浪涌電流和功率耗散：

方程式 1

方程式 2

由于 MOSFET 在飽和區(qū)域運行，因此浪涌電流應足夠低，使啟動期間功率耗散保持在其安全工作區(qū) (SOA) 以內(nèi)。當 MOSFET 的功率耗散降低并存在較長的時間段時，MOSFET 可以處理更多能量 (1/2 COUTVIN2)。因此，浪涌間隔需要延長，以便支持更高的容性負載。

這種方法適合慢充電要求（例如 5mF 和 50ms），但設計必須始終考慮 COUT、FET SOA、充電時間和工作溫度之間的權(quán)衡。例如，使用 TI 的高側(cè)開關(guān)控制器TPS1211-Q1作為柵極驅(qū)動器，將 5mF 充電至 12V 需要 40ms（浪涌電流限制為 1.5A）。

圖 3：輸出電壓壓擺率控制電路

并聯(lián)預充電路徑

這種方法通常用于基于大電流并聯(lián) FET 的設計，這些設計需要一個額外的柵極驅(qū)動器來驅(qū)動預充電 FET，如圖 4所示。您可以根據(jù)方程式 3選擇預充電路徑中的預充電電阻器 (Rpre-ch)，以便將浪涌電流限制為特定值：

方程式 3

圖 4：并聯(lián)路徑中具有預充電電阻器和 FET 的電路

由于預充電電阻器可處理啟動期間的所有功率應力，因此它應該能夠處理平均功率耗散和峰值功率耗散（以方程式 4和方程式 5表示）：

方程式 4

方程式 5

在這種情況下可以進行快速輸出充電，但代價是要使用非常大的預充電電阻器。例如，在 10ms 內(nèi)將 5mF 充電至 12V 需要一個額定功率為 36W、峰值功率處理能力為 360W 的 0.4Ω 預充電電阻器，從而形成一個龐大的繞線電阻器。所以，這種解決方案不適用于許多類型的終端設備，因為同一 PCB 上有許多通道。每個通道將需要一個大型電阻器，導致解決方案的空間利用率較低。

基于 PWM 的電容器自動充電

如圖 5所示，PCB 中的高側(cè)驅(qū)動器輸出通過 1 米到幾米不等的長電纜連接到遠程 ECU。例如，一條 50A 導線 (8AWG) 線束具有 2mΩ/米和 1.5μH/米的特性。D1 二極管是系統(tǒng)設計的一部分，可為電纜線束電感電流提供續(xù)流路徑。高側(cè)驅(qū)動器具有強大的柵極驅(qū)動輸出，能夠在較短 (<1μs) 的導通和關(guān)斷時間內(nèi)并聯(lián)驅(qū)動 FET，從而提供過流和短路保護。電纜寄生電容、D1 二極管和高側(cè) MOSFET 構(gòu)成典型的降壓穩(wěn)壓器配置。

圖 5：使用高側(cè)驅(qū)動器進行脈寬調(diào)制 (PWM) 充電的電路示意圖

啟動期間，未充電的輸出電容器會吸收浪涌電流，并在浪涌電流達到短路保護閾值 (ISCP) 時觸發(fā)短路事件。高側(cè)驅(qū)動器可以關(guān)斷電源路徑并在重試周期 (TAUTO-RETRY) 過后重新執(zhí)行導通。此過程一直持續(xù)到輸出電容充滿電為止（如圖 6所示），之后高側(cè)驅(qū)動器進入正常運行狀態(tài)并驅(qū)動負載。

圖 6：PWM 充電方法啟動期間的概念波形

圖 7展示了控制操作。如圖所示，這種方法有兩個變量 ISCP 和 TAUTO-RETRY，需要根據(jù)輸入電壓 (VIN)、負載電容和所需充電時間為高側(cè)驅(qū)動器設置這兩個變量。較高的 ISCP 閾值或較短的 TAUTO-RETRY 延遲可實現(xiàn)更快的輸出充電，因此該解決方案適用于任何負載電容值。

圖 7：PWM 充電控制方法的流程圖

此解決方案利用了典型高側(cè)驅(qū)動器系統(tǒng)中的現(xiàn)有可用空間（電纜線束電感和 D1 二極管），并通過以開關(guān)模式運行高側(cè) MOSFET 來創(chuàng)建一種高效的充電方法。與傳統(tǒng)方法不同，建議的解決方案不再依賴于 FET SOA，不再需要龐大的預充電電阻器，也不需要任何預充電 FET 和驅(qū)動器。此解決方案使用高側(cè)驅(qū)動器固有的短路保護功能，并可以在沒有任何外部控制信號或復雜算法的情況下自主運行。

設計注意事項和測試結(jié)果

請考慮以下50A 負載的系統(tǒng)設計示例：

電池電壓 (VBATT) = 12V。

負載電容 (CLOAD) = 5mF。

1.5m 電纜 = 8AWG，用于將高側(cè)驅(qū)動器連接到 ECU，使 Lcable = 2.25μH。

充電時間 (Tcharge) = 10ms。

續(xù)流二極管壓降 (VD1) = 0.7V。

該設計涉及選擇 ISCP 和 TAUTO-RETRY 參數(shù)。對于 50A 負載設計，ISCP 閾值通常設置為比最大負載電流高 20%，因此在本例中，該閾值為 50A × 1.2 = 60A。

現(xiàn)在，要計算 TAUTO-RETRY，請參閱圖 6，并根據(jù)電容器在 Tcharge/2 中點的電流-電壓關(guān)系獲得方程式 6：

方程式 6

其中：

方程式 7

且

方程式 8

時間間隔 TON1、TOFF1 和 TON_mid 可以通過方程式 9至方程式 11進行計算：

方程式 9

方程式 10

方程式 11

代入已知參數(shù) VBATT、Lcable、ISCP、VD1 和 CLOAD 并求解TAUTO-RETRY 可得出實現(xiàn) 10ms 充電時間的重試延遲為<200μs。

圖 8和圖 9顯示了使用 TPS1211-Q1 高側(cè)驅(qū)動器為 5mF 負載電容充電時的應用原理圖和測試設置。TAUTO-RETRY 為 180μs，因此可得出充電時間為 7ms，如圖 10所示。

圖 8：驅(qū)動容性負載的典型應用原理圖

圖 9：使用 TPS1211-Q1 評估模塊及 1.5m 電纜線束的測試設置

圖 10：在開關(guān)模式下使用 TPS1211-Q1 以 5mF 負載電容進行啟動

結(jié)語

基于半導體的智能保險絲解決方案在汽車配電應用中比傳統(tǒng)的熔斷型保險絲更受歡迎，因為此類解決方案具有顯著改善的保險絲時間電流特性和可通過軟件進行復位的功能。由于電纜更細且更短，這些優(yōu)勢有助于降低電纜線束的整體重量。

當系統(tǒng)設計采用基于半導體的智能保險絲解決方案時，面臨的挑戰(zhàn)之一是電容器負載充電是否可以滿足系統(tǒng)啟動時間要求。TI 的高側(cè)開關(guān)控制器器件提供了各種方法來應對容性負載驅(qū)動的挑戰(zhàn)。