本期，我們將介紹有源緩沖器的詳細(xì)知識(shí)。

圖 1 所示的相移全橋 (PSFB)在500W以上的應(yīng)用中很受歡迎，因?yàn)樗稍谳斎腴_(kāi)關(guān)上實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，從而提高轉(zhuǎn)換器效率。雖然開(kāi)關(guān)損耗大大降低，但輸出整流器上仍會(huì)出現(xiàn)高壓應(yīng)力，因?yàn)槠浼纳?a href="http://m.brongaenegriffin.com/tags/電容/" target="_blank">電容會(huì)與變壓器漏電感（建模為 Lr，如 圖 1 中所示）諧振。輸出整流器的電壓應(yīng)力可能高達(dá)2VINNS/NP，其中NP和 NS分別是變壓器的初級(jí)繞組和次級(jí)繞組。

傳統(tǒng)上，要限制輸出整流器上的最大電壓應(yīng)力，需要無(wú)源緩沖器，例如電阻器-電容器-二極管 (RCD) 緩沖器，但使用無(wú)源緩沖器將消耗功率，從而導(dǎo)致效率損失。

圖 1 對(duì)于具有無(wú)源鉗位和波形的 PSFB 功率級(jí)，使用無(wú)源鉗位會(huì)消耗功率，從而導(dǎo)致效率損失。

或者，您可以應(yīng)用有源緩沖器來(lái)鉗制整流器電壓應(yīng)力，而不消耗緩沖器電路中的任何功率（假定存在理想開(kāi)關(guān)）。圖 2 顯示由 (CCL) 和 MOSFET (QCL) 形成的有源鉗位橋臂 (ACL)插入到輸出電感器之前。當(dāng)輸出繞組電壓變?yōu)榉橇銜r(shí)，能量將從初級(jí)繞組轉(zhuǎn)移到次級(jí)繞組，以便將輸出電感器通電，還會(huì)通過(guò)QCL體二極管傳導(dǎo)電流以對(duì) C?CL充電，即使 QCL未導(dǎo)通也是如此。您可以在 QCL體二極管已傳導(dǎo)電流后將其導(dǎo)通，以在 QCL上確保零電壓開(kāi)關(guān) (ZVS)。

圖 2 對(duì)于具有有源鉗位和波形的 PSFB 功率級(jí)，與無(wú)源緩沖器不同，有源緩沖器不會(huì)消耗功率電阻器上的振鈴能量，而是作為無(wú)損緩沖器在 LC 諧振回路中實(shí)現(xiàn)能量循環(huán)。

請(qǐng)務(wù)必在有源鉗位 MOSFET (ICL) 極性變化之前導(dǎo)通 QCL，以便在有效占空比 (DeffTS) 開(kāi)始時(shí)完成 CCL上的電流秒平衡。換句話說(shuō)，QCL只需導(dǎo)通足夠長(zhǎng)時(shí)間，即可使有源緩沖器的電流秒平衡按照預(yù)期發(fā)揮作用，從而將輸出整流器電壓鉗位到 CCL電壓 (VCL)。換句話說(shuō)，QCL不需要在整個(gè)DeffTS期間內(nèi)導(dǎo)通，只需在相對(duì)較短的時(shí)間段內(nèi)導(dǎo)通。因此，QCL可以有一個(gè)固定的導(dǎo)通時(shí)間，即 QCL導(dǎo)通時(shí)間(DACLTS)是常量，同時(shí)保持 DeffTS始終大于電流秒平衡 (DCSBTS) 完成的持續(xù)時(shí)間。

這種方法解決了使用有源緩沖器時(shí)的一項(xiàng)挑戰(zhàn)，因?yàn)樽儔浩骼@組電流不會(huì)單調(diào)上升，而如果使用峰值電流模式控制，這會(huì)是一個(gè)問(wèn)題。這是因?yàn)橛性淳彌_電容器的能量還會(huì)參與使輸出電感器通電，而不僅僅依賴于初級(jí)側(cè)的能量傳送。由于DeffTS大于 DCSBTS，因此當(dāng)變壓器電流單調(diào)上升時(shí)，可能進(jìn)行峰值電流檢測(cè)。由于具有較大 Deff的 PSFB 有望實(shí)現(xiàn)高效率，因此您可以將 PSFB 設(shè)計(jì)為在中高負(fù)載條件下具有較大 Deff，此時(shí)Deff>> DCSB。在輕負(fù)載條件下，轉(zhuǎn)換器應(yīng)該在不連續(xù)導(dǎo)通模式下運(yùn)行，此時(shí)Deff將小于連續(xù)導(dǎo)通模式下的 Deff（在相同的輸入/輸出電壓條件下）。為了使 DeffTS即使在輕負(fù)載條件下也大于 DCSBTS，您可以使用降頻控制或突發(fā)模式控制。

因?yàn)?CCL紋波電壓會(huì)影響輸出整流器上的總電壓應(yīng)力，因此您必須選擇足夠大的 CCL以實(shí)現(xiàn)低電容器紋波電壓。您還必須選擇 CCL，以便由 Lr和 CCL形成的電感器-電容器 (LC) 諧振周期遠(yuǎn)長(zhǎng)于由公式 1 表示的開(kāi)關(guān)周期：

方程式 1

使用有源緩沖器時(shí)，整流器電壓應(yīng)力將鉗制在VINNS/NP左右，這大約是沒(méi)有任何鉗位電路時(shí)電壓應(yīng)力的一半。與無(wú)源緩沖器不同，有源緩沖器不會(huì)消耗功率電阻器上的振鈴能量，而是作為無(wú)損緩沖器在 LC 諧振回路中循環(huán)能量。因此，在相同規(guī)格下，與使用無(wú)源緩沖器的 PSFB 相比，預(yù)計(jì)使用有源緩沖器的 PSFB 轉(zhuǎn)換器效率更高。

要了解決定 ACL 電流值的因素，您需要計(jì)算流經(jīng) ACL 本身的電流。圖 3 展示了 ACL 導(dǎo)通周期的波形。

圖 3 ACL 電流導(dǎo)通周期的波形。

假定VCL為常量且 Lm= ∞，則公式 2 在漏源電壓上升時(shí)推算輸出整流器 (iSR2) 一側(cè)的電流，如下所示：

方程式 2

通過(guò)假定iSR2電流以恒定速率減小，公式 3 可推算 t2-t1的持續(xù)時(shí)間，如下所示：

方程式 3

由于 CCL需要保持電流秒平衡，因此面積 A1 和 A3 之和將等于面積 A2。通過(guò)所有這些信息，可以計(jì)算iCL的均方根 (RMS) 值。如公式 3 所示，同步整流器 (SR) 輸出電容 (COSS) 控制 ACL 上的峰值電流。如果您選擇較低 CossSR FET，則 ACL RMS 電流會(huì)更低，從而有助于提高轉(zhuǎn)換器效率。

圖 4 顯示了德州儀器 (TI) 采用有源鉗位的54V、3kW相移全橋參考設(shè)計(jì)的波形。該參考設(shè)計(jì)是一款400V 輸入、54V 輸出、3kW PSFB轉(zhuǎn)換器，采用通過(guò)TI C2000 微控制器實(shí)現(xiàn)的有源鉗位。在此設(shè)計(jì)中，變壓器匝數(shù)比為Np:Ns = 16:3。當(dāng) ACL FET 在輸出電感器通電期間僅導(dǎo)通300ns時(shí)，即使在3kW負(fù)載下，輸出整流器電壓應(yīng)力（圖 4 中的 Ch1）也限制為80V。較低的電壓應(yīng)力使得可以選用耐壓等級(jí)較低、性能指標(biāo)更優(yōu)的 SR FET，從而進(jìn)一步提升 PSFB 的效率。

圖 4 具有有源鉗位的 54V、3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)穩(wěn)態(tài)波形。

這種控制方法不限于具有一個(gè) ACL 的全橋整流器；您也可以將其應(yīng)用于具有其他類(lèi)型整流器的有源緩沖器，例如倍流器或中心抽頭整流器。TI 推出的采用有源鉗位、功率密度大于270W/in3的 3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)包含帶有源鉗位的400V 輸入、12V 輸出、3kW PSFB 轉(zhuǎn)換器，其中次級(jí)側(cè)使用中心抽頭整流器。即使在3kW負(fù)載條件下，輸出整流器應(yīng)力（在 圖 5 中為 Ch1）也限制為40V。

圖 5 具有有源鉗位的 3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)，功率密度大于 270W/in3 并提供穩(wěn)態(tài)波形。

PSFB 轉(zhuǎn)換器中有源鉗位的優(yōu)點(diǎn)

在 PSFB 轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)有源緩沖器可顯著降低輸出整流器上的最大電壓應(yīng)力。電壓應(yīng)力的降低使得可以選用耐壓更低的 SR FET，從而實(shí)現(xiàn)更優(yōu)的性能指標(biāo)。雖然有源鉗位會(huì)在實(shí)現(xiàn)峰值電流模式控制方面帶來(lái)挑戰(zhàn)，但只要實(shí)現(xiàn)方式得當(dāng)，依然可以實(shí)現(xiàn)有源鉗位與峰值電流模式控制協(xié)同作用。與傳統(tǒng) PSFB 實(shí)現(xiàn)方式相比，這種組合可提高功率密度和效率。