碳化硅（SiC）電力電子系統(tǒng)中共模電壓與共模電流的物理機制及全維度應對策略研究報告

全球能源互聯(lián)網(wǎng)核心節(jié)點賦能者-BASiC Semiconductor基本半導體之一級代理商傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導體和新能源汽車連接器的分銷商。主要服務于中國工業(yè)電源、電力電子設備和新能源汽車產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動化和數(shù)字化轉(zhuǎn)型三大方向，代理并力推BASiC基本半導體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅(qū)動板等功率半導體器件以及新能源汽車連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動國產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應用中全面取代進口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET功率器件三個必然，勇立功率半導體器件變革潮頭：

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET模塊全面取代IGBT模塊和IPM模塊的必然趨勢！

傾佳電子楊茜咬住SiC碳化硅MOSFET單管全面取代IGBT單管和大于650V的高壓硅MOSFET的必然趨勢！

傾佳電子楊茜咬住650V SiC碳化硅MOSFET單管全面取代SJ超結(jié)MOSFET和高壓GaN 器件的必然趨勢！

1. 執(zhí)行摘要

從硅（Si）基絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）向碳化硅（SiC）金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）的技術(shù)轉(zhuǎn)型，標志著電力電子領(lǐng)域的一次深刻革命。這一轉(zhuǎn)型帶來了前所未有的開關(guān)速度、更高的阻斷電壓以及卓越的熱導率，從而顯著提升了系統(tǒng)的功率密度和能效。然而，這一性能飛躍并非沒有代價。SiC器件極高的電壓變化率（dv/dt），通常超過50-100 V/ns，激活了在Si時代往往被忽略的寄生參數(shù)，導致了嚴重的電磁干擾（EMI）問題，具體表現(xiàn)為高頻共模電壓（CMV）和共模電流（CMC）的急劇增加 。

傾佳電子楊茜剖析SiC時代共?，F(xiàn)象的物理本質(zhì)，揭示其產(chǎn)生與傳播的電磁機制，并構(gòu)建一套涵蓋器件級、封裝級、驅(qū)動級及系統(tǒng)級的全維度應對策略。分析表明，共模電壓不僅是電路拓撲的產(chǎn)物，更是電磁勢能不平衡的物理體現(xiàn)；而共模電流則是位移電流在高頻寄生網(wǎng)絡中的宏觀流動。針對這些挑戰(zhàn)，傾佳電子楊茜評估了包括有源零矢量脈寬調(diào)制（AZPWM）、米勒鉗位（Miller Clamp）、有源共模對消（ACMC）以及氮化硅（Si3?N4?）AMB基板與集成屏蔽層封裝在內(nèi)的多項前沿技術(shù)。特別是結(jié)合基本半導體（BASIC Semiconductor）等行業(yè)領(lǐng)先者的工程實踐，探討了如何在追求極致功率密度的同時，有效遏制共模干擾帶來的可靠性風險。

2. 電力電子中共?，F(xiàn)象的物理本質(zhì)與機理

2.1 脈寬調(diào)制（PWM）逆變器中共模電壓的起源

在經(jīng)典的三相電壓源逆變器（VSI）架構(gòu)中，控制目標是向負載（如電機或電網(wǎng)）提供差模（DM）電壓以驅(qū)動電流做功。然而，由于電力電子開關(guān)的離散特性，任意瞬間三相輸出電壓的矢量和往往不為零。共模電壓（Vcm?）在數(shù)學上被定義為三相輸出端對地電壓的平均值：

Vcm?=3Vag?+Vbg?+Vcg??

其中，Vag?,Vbg?,Vcg? 分別為A、B、C三相對直流母線中點（或系統(tǒng)地）的電位 。在標準的空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）策略中，逆變器通過八個開關(guān)狀態(tài)（矢量）來合成輸出電壓。其中六個有效矢量（如100, 110等）產(chǎn)生的共模電壓幅值為 ±Vdc?/6，而兩個零矢量（000和111）則分別產(chǎn)生 ?Vdc?/2 和 +Vdc?/2 的共模電壓峰值 。

這意味著，每當逆變器在零矢量與有效矢量之間切換時，共模電壓都會發(fā)生幅度為 Vdc?/3 的階躍跳變。在SiC應用場景下，直流母線電壓往往提升至800V甚至更高，導致共模電壓的階躍幅度巨大，成為系統(tǒng)主要的電磁騷擾源 。這種由于開關(guān)動作引起的電位波動，本質(zhì)上是逆變器作為一個電壓源，強迫負載的中性點相對于系統(tǒng)地進行高頻振蕩。

2.2 物理本質(zhì)：電磁勢能的不平衡與位移電流

盡管電路理論提供了計算Vcm?的方法，但共?，F(xiàn)象的物理本質(zhì)在于系統(tǒng)電磁勢能的不平衡。在理想的對稱三相系統(tǒng)中，三相電壓瞬時之和為零，中性點電位保持穩(wěn)定。然而，PWM調(diào)制破壞了這種平衡，導致系統(tǒng)內(nèi)部各導電部件（如母線、繞組、散熱器）與參考地之間建立起瞬變的電場 。

根據(jù)麥克斯韋方程組中的安培環(huán)路定律，變化的電場產(chǎn)生位移電流密度 JD?=ε??E/?t。這種隨時間劇烈變化的電場（由高dv/dt驅(qū)動）在導體表面感應出電荷，并通過絕緣介質(zhì)中的寄生電容形成位移電流通道。因此，共模電流（CMC）不僅僅是導電電流，它本質(zhì)上是高頻電場能量通過電容耦合向地回路釋放的物理過程 。

其幅值直接受控于以下關(guān)系式：

Icm?=∑Cpar??dtdVcm??

該公式揭示了SiC器件引入的核心挑戰(zhàn)：當dv/dt從Si時代的數(shù)kV/μs提升至SiC時代的數(shù)十甚至上百kV/μs時，即便寄生電容（Cpar?）保持不變，共模電流也會成比例地劇增 。

2.3 寄生電容網(wǎng)絡與傳播路徑

共模電流的傳播路徑由系統(tǒng)中廣泛存在的分布式寄生電容網(wǎng)絡構(gòu)成，在高頻下這些電容呈現(xiàn)出極低的阻抗特性：

功率模塊與散熱器間的寄生電容 (Cmh?) ：這是共模電流進入地回路的主要入口。功率芯片貼裝在絕緣基板（如DBC或AMB）上，基板下表面緊貼接地的金屬底板或散熱器?；宓奶沾蓪訕?gòu)成了電容器的介質(zhì)。在SiC模塊設計中，為了降低熱阻，傾向于使用更薄的絕緣層，但這反過來增加了Cmh?，加劇了共模耦合 。

電纜對地電容 (Ccg?) ：連接逆變器與電機的長電纜在高頻下表現(xiàn)為傳輸線。電纜導體與屏蔽層（或大地）之間存在分布電容，高頻共模電壓波沿電纜傳播時，通過這些分布電容向地泄漏電流。SiC的高頻諧波分量使得這一效應在較短的電纜上也會顯現(xiàn) 。

電機內(nèi)部寄生電容 (Cwr?,Csr?) ：在電機內(nèi)部，定子繞組與轉(zhuǎn)子之間 (Cwr?)、定子與機殼之間 (Cws?)、轉(zhuǎn)子與機殼之間 (Crh?) 均存在寄生電容。共模電壓通過 Cwr? 耦合到轉(zhuǎn)子，進而在轉(zhuǎn)子與機殼（通過軸承）之間建立電壓差，這是軸承電流產(chǎn)生的根源 。

3. 碳化硅時代的變革與共模干擾的惡化

3.1 寬禁帶器件的開關(guān)特性與dv/dt懸崖

SiC MOSFET作為單極性器件，消除了雙極性Si IGBT中存在的少數(shù)載流子積聚效應，從而消除了關(guān)斷拖尾電流。這一物理特性的改變使得SiC器件的開關(guān)速度極快。Si IGBT的典型開關(guān)速度在1-5 kV/μs范圍，而SiC MOSFET則能輕松達到50 kV/μs以上，部分高性能模塊甚至可達100 kV/μs 。

這種數(shù)量級的dv/dt提升構(gòu)成了“dv/dt懸崖”，使得開關(guān)波形的頻譜能量分布發(fā)生了顯著變化。Si IGBT的噪聲頻譜通常在幾MHz后迅速衰減，而SiC器件的開關(guān)動作將高能頻譜分量延伸至30 MHz甚至100 MHz頻段 。這種高頻能量能夠輕易穿透傳統(tǒng)濾波器，并激發(fā)系統(tǒng)中更高頻段的寄生諧振。

3.2 10MHz-100MHz頻段的諧振與模式轉(zhuǎn)換

在10MHz至100MHz的甚高頻段，電力電子系統(tǒng)的行為不再遵循集總參數(shù)電路模型，而是表現(xiàn)出復雜的分布參數(shù)特性。母線的分布電感、電容的等效串聯(lián)電感（ESL）以及模塊封裝內(nèi)部的寄生參數(shù)相互作用，形成復雜的諧振網(wǎng)絡 。

此外，高頻下的結(jié)構(gòu)不對稱性會導致嚴重的模式轉(zhuǎn)換（Mode Conversion）。即便在設計上盡可能對稱，但在100 MHz頻率下，微小的物理布局差異（如PCB走線長度微小差別、散熱接觸不均）都會導致差模（DM）噪聲向共模（CM）噪聲轉(zhuǎn)換。研究表明，在SiC系統(tǒng)中，這種由不平衡引起的模式轉(zhuǎn)換是高頻共模噪聲的重要來源 。這意味著僅僅依靠傳統(tǒng)的共模濾波器設計可能無法有效抑制由差模源轉(zhuǎn)換而來的共模干擾。

3.3 功率密度與高頻化的悖論

SiC技術(shù)的核心價值主張之一是提升功率密度。為了實現(xiàn)這一目標，設計者通常會大幅提高開關(guān)頻率（fsw?），以減小無源元件（電感、電容）的體積 。然而，共模電流的平均功率與開關(guān)頻率成正比。提高fsw?意味著單位時間內(nèi)發(fā)生dv/dt階躍的次數(shù)增加，導致累積的共模干擾能量顯著上升。

此外，為了追求緊湊的封裝（如基本半導體的Pcore?系列），高壓節(jié)點與地平面的物理距離可能被壓縮，若不采用先進的封裝技術(shù)，這可能導致寄生電容耦合增強，形成“高密度-高干擾”的悖論 。因此，SiC時代的設計必須在功率密度與電磁兼容性（EMC）之間尋找新的平衡點。

4. 共模電壓與電流的病理效應分析

共模電壓和電流在SiC系統(tǒng)中的肆虐不僅僅是電磁兼容合規(guī)性問題，更直接威脅到系統(tǒng)的核心部件壽命與運行穩(wěn)定性。

4.1 電機軸承電流的微觀破壞機制

在變頻驅(qū)動電機系統(tǒng)中，軸承過早失效是一個經(jīng)典難題，而SiC的應用加劇了這一風險。高頻共模電壓通過定子繞組與轉(zhuǎn)子之間的寄生電容耦合到電機軸上，形成軸電壓。當軸電壓超過軸承潤滑油膜的擊穿閾值（通常為5-30V）時，油膜瞬間擊穿，形成放電通道 。

電火花加工（EDM）電流：這是對軸承破壞性最大的一種電流形式。SiC的高開關(guān)頻率增加了軸電壓積累和擊穿的頻率。每次擊穿都會產(chǎn)生微小的電火花，熔化軸承滾道和滾珠表面的金屬，形成凹坑。隨著時間推移，這些微觀損傷累積成肉眼可見的搓衣板狀凹槽（Fluting），導致軸承振動加劇、噪聲增大，最終機械失效 。

電容性軸承電流：即使不發(fā)生擊穿，由于 i=C?dv/dt，SiC的高dv/dt也會在軸承中感應出持續(xù)的高頻電容性電流。雖然單次幅值較小，但長期作用可能會改變潤滑脂的化學性質(zhì)，加速老化 。

環(huán)流型軸承電流：在大型電機中，高頻共模電流可能激發(fā)定子鐵芯中的高頻磁通，進而在軸、軸承和機殼構(gòu)成的回路中感應出低頻環(huán)流，對軸承造成持續(xù)的電腐蝕 。

4.2 絕緣系統(tǒng)的電應力與局部放電

SiC器件產(chǎn)生的高dv/dt脈沖在長電機電纜上傳輸時，表現(xiàn)為行波。由于電機阻抗與電纜阻抗的不匹配，電壓波在電機端發(fā)生反射。疊加效應可能導致電機端電壓達到直流母線電壓的2倍甚至更高 。

這種過電壓不僅對電機的主絕緣（對地絕緣）構(gòu)成威脅，更嚴重的是在繞組匝間產(chǎn)生極高的電壓梯度。SiC的極快上升時間縮短了行波傳輸?shù)呐R界長度，使得即使在較短的電纜長度下，反射過電壓現(xiàn)象也極為顯著 。若電壓峰值超過絕緣材料的局部放電起始電壓（PDIV），將誘發(fā)局部放電，逐漸侵蝕絕緣層，最終導致匝間短路。

4.3 電磁干擾（EMI）與信號完整性

傳導共模電流是150 kHz – 30 MHz頻段EMI超標的主要原因。高強度的CMC可能導致EMI濾波器磁芯飽和，使其失效。更危險的是，高頻CMC流經(jīng)機殼或接地網(wǎng)時，會引起地電位波動（Ground Bounce）。

這種地電位抖動對于控制系統(tǒng)是致命的。如果柵極驅(qū)動器的邏輯地沒有良好的隔離或解耦，地電位波動可能被誤判為控制信號，導致功率器件誤導通或關(guān)斷，引發(fā)直通短路（Shoot-through）。對于采用差分信號通信的系統(tǒng)（如CAN總線），強共模干擾也可能超出接收器的共模抑制范圍，導致通訊錯誤 。

5. 應對策略一：源頭抑制（控制與調(diào)制層面）

在干擾源頭進行抑制通常是重量和體積成本最低的策略。通過改進PWM調(diào)制算法，可以在電壓合成階段就減少共模電壓的產(chǎn)生。

5.1 降共模電壓PWM策略（RCMV-PWM）

傳統(tǒng)的SVPWM策略不可避免地使用零矢量（000和111），這恰恰是產(chǎn)生最大共模電壓（幅值為Vdc?/2）的元兇。針對SiC系統(tǒng)，學術(shù)界和工業(yè)界發(fā)展出了多種改進策略：

有源零狀態(tài)PWM（AZSPWM） ：該策略摒棄了傳統(tǒng)的零矢量，轉(zhuǎn)而使用兩個相反的有效矢量（如100和011）各作用一半時間來合成“等效零矢量”。這種方法巧妙地將共模電壓的峰值限制在±Vdc?/6，相比傳統(tǒng)方法降低了66% 。這對于降低電機絕緣應力和EMI濾波器體積具有決定性意義。

近狀態(tài)PWM（NSPWM） ：NSPWM不使用零矢量，而是利用參考電壓矢量附近的三個有效矢量進行合成。這種方法完全避免了高幅值的共模電壓跳變，但可能會在低調(diào)制比區(qū)域引入較大的電流紋波 。

廣義三態(tài)PWM（GTSPWM） ：針對高頻SiC逆變器優(yōu)化的GTSPWM策略，旨在全調(diào)制范圍內(nèi)保持低共模電壓特性的同時，最小化開關(guān)損耗 。研究表明，該方法不僅降低了共模電壓，還改善了輸出波形質(zhì)量，使得SiC逆變器能在更高頻率下運行而不受熱限制。

盡管RCMV-PWM策略能顯著降低共模電壓，但往往伴隨著直流側(cè)電流紋波增加或線性調(diào)制范圍縮小的代價 。然而，由于SiC器件本身具有極低的開關(guān)損耗（如基本半導體BMF540R12MZA3模塊），采用這些復雜調(diào)制策略帶來的額外開關(guān)動作所產(chǎn)生的熱損耗是可以接受的，這使得RCMV-PWM在SiC時代比在IGBT時代更具實用價值 。

5.2 頻譜通過與隨機調(diào)制

為了應對EMI測試標準（通?；跍史逯禉z波），隨機開關(guān)頻率PWM（RSFPWM） 或 擴頻調(diào)制（Spread Spectrum） 技術(shù)被廣泛應用。通過在中心頻率附近隨機抖動開關(guān)頻率，可以將集中在開關(guān)頻率倍頻處的共模電壓諧波能量分散到更寬的頻帶上，從而降低頻譜分析儀測得的峰值幅度 。雖然這不減少總的共模能量，但對于通過EMC法規(guī)認證極為有效。

6. 應對策略二：驅(qū)動級抑制（柵極控制層面）

柵極驅(qū)動器是連接弱電控制與強電執(zhí)行的橋梁。在SiC時代，驅(qū)動電路的設計直接關(guān)系到dv/dt的控制以及抗干擾能力的強弱。

6.1 米勒效應與串擾抑制

SiC MOSFET在半橋拓撲中極易受到米勒效應引發(fā)的寄生導通（Crosstalk）影響。當上管快速導通（極高dv/dt）時，下管漏極電壓迅速上升。這一電壓變化通過下管的柵-漏寄生電容（Cgd?，即米勒電容）產(chǎn)生位移電流 Idisp?=Cgd??dv/dt。該電流流經(jīng)柵極電阻Rg?，在柵極產(chǎn)生感應電壓 Vgs?=Idisp??Rg? 。

由于SiC MOSFET的閾值電壓（Vth?）較低（通常在1.8V-2.7V，且隨溫度升高而降低，如BMF540R12KA3在175°C時僅為1.85V ），如果感應電壓超過Vth?，下管將發(fā)生誤導通，導致母線直通短路，產(chǎn)生巨大的電流沖擊和損耗，甚至燒毀器件。

6.2 米勒鉗位（Miller Clamp）的必要性與實現(xiàn)

針對上述問題，米勒鉗位已成為SiC驅(qū)動器的標配功能?；景雽w在其34mm和62mm模塊的驅(qū)動方案中，特別強調(diào)了使用米勒鉗位的必要性 。

工作機理：米勒鉗位電路在關(guān)斷階段監(jiān)測柵極電壓。當Vgs?降至特定閾值（如2V）以下時，驅(qū)動器內(nèi)部的一個低阻抗MOSFET導通，將柵極直接鉗位到負電源軌（VEE?）。

抑制效果：這一低阻抗路徑旁路了外部柵極電阻Rg?，為米勒電流提供了一個極低阻抗的泄放通道，從而將柵極電壓牢牢鎖定在安全電平，防止誤導通 。

商業(yè)實現(xiàn)：基本半導體的 BTD25350 系列雙通道隔離驅(qū)動芯片，在副邊集成了米勒鉗位功能，專門配合其Pcore?系列高功率SiC模塊使用，確保在高dv/dt工況下的可靠性 。

6.3 有源柵極驅(qū)動（Active Gate Driving, AGD）

為了在EMI抑制和開關(guān)損耗之間取得更優(yōu)平衡，有源柵極驅(qū)動技術(shù)應運而生。傳統(tǒng)的固定Rg?設計往往為了抑制EMI而不得不犧牲開關(guān)速度。AGD技術(shù)則能動態(tài)調(diào)整驅(qū)動強度：在電壓變化的劇烈階段（dv/dt最大時）增加柵極阻抗以減緩斜率，而在其他階段減小阻抗以減少損耗 。這種精細化的瞬態(tài)整形技術(shù)（Transient Shaping）可以顯著降低高頻共模噪聲的產(chǎn)生，同時保持SiC的低損耗優(yōu)勢 。

7. 應對策略三：傳播路徑抑制（濾波技術(shù)）

當源頭抑制不足以滿足嚴苛的EMC標準時，濾波技術(shù)是切斷共模干擾傳播路徑的最后一道防線。

7.1 無源濾波技術(shù)的挑戰(zhàn)與優(yōu)化

共模扼流圈（CMC） ：利用磁芯對共模電流的高阻抗和對差模電流的低阻抗特性進行濾波。在SiC應用中，由于干擾頻率高達100 MHz，傳統(tǒng)鐵氧體材料可能在高頻下失效。因此，需要選用納米晶或特種鐵氧體材料，以保持高頻下的磁導率和阻抗特性 。

dv/dt濾波器：安裝在逆變器輸出端的LC濾波器，用于降低輸出電壓的上升率，從而減輕電機絕緣應力和軸承電流。雖然有效，但體積較大且存在插入損耗。

正弦波濾波器：徹底濾除PWM載波，向電機提供純凈的正弦波電壓。這是解決電機側(cè)共模問題的終極手段，但成本和體積巨大，通常僅用于極長電纜或特殊敏感場合 。

7.2 有源共模對消（ACMC/ACVC）技術(shù)

對于對體積和重量敏感的應用（如航空航天、電動汽車），無源濾波器的笨重體積是不可接受的。有源共模對消技術(shù)提供了一種輕量化的替代方案。

基本原理：ACVC電路檢測逆變器輸出的共模電壓，并通過推挽放大器（由互補晶體管Trnpn?/Trpnp?構(gòu)成）產(chǎn)生一個反相的補償電壓。該補償電壓通過共模變壓器（CMT）注入系統(tǒng)，與原始共模電壓相互抵消 。

SiC系統(tǒng)的匹配設計：研究表明，將ACMC與AZPWM-1調(diào)制策略結(jié)合，在SiC驅(qū)動系統(tǒng)中效果尤佳。AZPWM-1降低了共模電壓的幅值，使得ACMC電路可以使用更低功率的晶體管和更小體積的磁性元件。實驗數(shù)據(jù)顯示，采用此組合后，所需的共模變壓器電感量可減少70%以上（從3.4mH降至1.37mH），且在開關(guān)頻率處的EMI衰減量從6.1 dBμV提升至9.17 dBμV 。

帶寬要求：為了跟蹤SiC器件50-100 kHz開關(guān)頻率下的納秒級瞬態(tài)，ACMC電路的控制帶寬必須足夠高，通常要求達到1 MHz以上 。

7.3 混合濾波拓撲

混合濾波器結(jié)合了無源和有源濾波的優(yōu)勢。利用小型的無源濾波器處理超出有源電路帶寬的極高頻分量，而利用有源電路處理能量集中的低頻段共模噪聲。這種“黃金分割”方案在SiC驅(qū)動應用中展現(xiàn)了最佳的體積-性能比 。

8. 應對策略四：封裝級抑制（先進材料與結(jié)構(gòu)）

封裝是功率半導體的“外骨骼”，也是共模電流流向散熱器的必經(jīng)之路。SiC時代的封裝創(chuàng)新集中在材料科學與結(jié)構(gòu)集成上。

8.1 氮化硅（Si3?N4?）AMB基板的關(guān)鍵作用

絕緣基板的性能直接決定了模塊的熱阻、可靠性及寄生電容。

機械性能優(yōu)勢：Si3?N4? 陶瓷具有極高的抗彎強度（>700 MPa）和斷裂韌性（6.5-7 MPa·m1/2），遠超傳統(tǒng)的氧化鋁（Al2?O3?, 450 MPa）和氮化鋁（AlN, 300-350 MPa）[51, 52]。這使得Si3?N4?基板在承受SiC高溫運行（175°C甚至更高）帶來的劇烈熱循環(huán)應力時，表現(xiàn)出卓越的可靠性。實驗表明，Si3?N4? AMB基板通過5000次熱沖擊循環(huán)無失效，而AlN基板僅能承受約35次 。

寄生電容的權(quán)衡：由于Si3?N4?的高強度，其基板厚度可以做得更?。ㄈ?.32mm，相比AlN的0.63mm）。雖然這有利于降低熱阻（熱導率90 W/mK配合薄厚度，熱阻接近180 W/mK的厚AlN），但根據(jù)平行板電容公式 C=εA/d，更薄的介質(zhì)層會導致寄生電容Cmh?增加。然而，Si3?N4?的介電常數(shù)（~7.8）低于AlN（~8.8）和Al2?O3?（~9.8），在一定程度上緩解了電容增加的趨勢 。盡管如此，更薄的基板總體上可能增加共模耦合，這就需要通過結(jié)構(gòu)設計（如屏蔽層）來補償。

商業(yè)應用：基本半導體的Pcore?2 ED3系列和62mm模塊均采用了高性能Si3?N4? AMB基板，正是為了在極端工況下確保機械可靠性與散熱性能的平衡 。

8.2 集成共模屏蔽層（Integrated Common-Mode Screen, CMS）

為了切斷通過基板電容Cmh?流向散熱器的共模電流路徑，一種先進的封裝技術(shù)是在模塊內(nèi)部集成共模屏蔽層。

結(jié)構(gòu)原理：采用多層基板結(jié)構(gòu)，在功率芯片與底板之間增加一層金屬屏蔽層。該屏蔽層連接到直流母線的中點（DC Midpoint）或某一穩(wěn)定電位 。

工作機制：由dv/dt產(chǎn)生的位移電流不再穿過絕緣層流向底板，而是被屏蔽層截獲，并回流至直流母線電容。這實際上在模塊內(nèi)部構(gòu)建了一個共模電流的內(nèi)循環(huán)，防止其污染外部地回路 。

量化效果：研究數(shù)據(jù)表明，連接至直流中點的集成CMS技術(shù)可以將底板共模電流降低高達 26 dB。此外，通過回收這部分容性電流能量，變換器的效率可提升 0.5% 。這種技術(shù)代表了SiC模塊封裝的未來方向，即從“被動承受”干擾轉(zhuǎn)向“主動管理”干擾。

8.3 低雜散電感設計

為了抑制開關(guān)瞬態(tài)的電壓過沖（Vovershoot?=Lstray??di/dt），模塊的內(nèi)部雜散電感必須降至最低?；景雽w的62mm SiC模塊通過優(yōu)化的端子布局和覆銅設計，將雜散電感控制在 14nH及以下 。低電感設計不僅減少了差模電壓振蕩，也間接減少了由振蕩引起的高頻共模輻射。

9. 系統(tǒng)級設計與綜合建議

有效的共模抑制需要從單一技術(shù)點擴展到系統(tǒng)級的協(xié)同設計。

9.1 PCB布局最佳實踐

最小化回路面積：柵極驅(qū)動回路和功率換流回路的面積必須最小化，以減少輻射EMI和感性耦合。

地平面分離：嚴格區(qū)分功率地（PGND）和信號地（SGND），僅在單點連接，防止功率級的高頻噪聲耦合進控制電路 。

屏蔽與隔離：高dv/dt的走線應遠離敏感模擬信號線。對于驅(qū)動芯片，建議在PCB背面鋪設屏蔽層，并連接至發(fā)射極電位 。

9.2 電纜與接地策略

屏蔽電纜：SiC驅(qū)動系統(tǒng)必須使用高質(zhì)量的屏蔽動力電纜，且屏蔽層必須在電機端和逆變器端進行360度環(huán)形端接，以提供低阻抗的高頻回流路徑。

軸接地裝置：對于易受EDM損傷的電機，安裝軸接地環(huán)（Shaft Grounding Ring）或碳刷，為轉(zhuǎn)子電荷提供一條旁路軸承的低阻抗泄放通道 。

9.3 仿真與建模

傳統(tǒng)的集總參數(shù)模型已無法準確預測SiC系統(tǒng)在10MHz以上頻段的行為。必須建立包含母線、電纜及模塊高頻寄生參數(shù)（Ciss?,Coss?,Crss?）的寬帶模型?；景雽w建議利用PLECS等工具進行損耗與熱仿真，而EMI仿真則需借助Q3D、HFSS等電磁場仿真工具提取寄生參數(shù)，進行精確的行為級建模 。

10. 結(jié)論與展望

碳化硅技術(shù)在電力電子領(lǐng)域的普及是不可逆轉(zhuǎn)的趨勢，它解開了硅基器件無法觸及的效率與功率密度上限。然而，SiC的“超能力”——極速開關(guān)，同時也是共模電壓與電流問題的根源。這種“SiC悖論”要求工程師必須從全新的視角審視電磁兼容性設計。

共模干擾的治理不再是設計完成后的“打補丁”，而必須成為貫穿器件選型、封裝設計、驅(qū)動控制及系統(tǒng)集成的核心約束條件。

器件層：選擇低米勒電容、高閾值電壓的SiC MOSFET。

封裝層：采用Si3?N4? AMB基板和集成屏蔽技術(shù)，在物理層面截斷噪聲路徑。

驅(qū)動層：普及米勒鉗位和有源柵極驅(qū)動，智能調(diào)控dv/dt。

系統(tǒng)層：應用RCMV-PWM調(diào)制和有源/混合濾波技術(shù)，從源頭消減噪聲。

諸如基本半導體等廠商正在通過提供低感模塊、高可靠性基板及專用驅(qū)動芯片，構(gòu)建一個完整的SiC生態(tài)系統(tǒng)。隨著技術(shù)的演進，主動式、集成化的共模抑制方案將逐漸取代笨重的無源濾波器，引領(lǐng)電力電子向著更高頻、更高效、更“靜謐”的未來邁進。

審核編輯 黃宇