能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)必定存在能耗，雖然實際應用中無法獲得100%的轉(zhuǎn)換效率。

但是，一個高質(zhì)量的電源效率可以達到非常高的水平，效率接近95%。

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下圖是杰華特JW5031S降壓轉(zhuǎn)換器集成了低導通電阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲線如圖所示。

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降壓轉(zhuǎn)換器的主要功能是把一個較高的直流輸入電壓轉(zhuǎn)換成較低的直流輸出電壓。

為了達到這個要求，MOSFET 以固定頻率(fs)，在脈寬調(diào)制信號(PWM)的控制下進行開、關(guān)操作。

當MOSFET 導通時，輸入電壓給電感和電容(L 和COUT)充電，通過它們把能量傳遞給負載。

在此期間，電感電流線性上升，電流回路如上圖中的回路1 所示。

當MOSFET 斷開時，輸入電壓斷開與電感的連接，電感和輸出電容為負載供電。

電感電流線性下降，電流流過二極管，電流回路如上圖中的環(huán)路2 所示。

MOSFET 的導通時間定義為PWM 信號的占空比(D)。

D 把每個開關(guān)周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]兩部分，它們分別對應于MOSFET 的導通時間(環(huán)路1)和二極管的導通時間(環(huán)路2)。

所有拓撲(降壓、反相等)都采用這種方式劃分開關(guān)周期，實現(xiàn)電壓轉(zhuǎn)換。

1、MOSFET導通損耗

絕大多數(shù)DC-DC 轉(zhuǎn)換器拓撲中的MOSFET 和二極管是造成功耗的主要因素。

相關(guān)損耗主要包括兩部分：傳導損耗和開關(guān)損耗。

MOSFET和二極管是開關(guān)元件，導通時電流流過回路。

器件導通時，傳導損耗分別由MOSFET 的導通電阻(Rds(ON))和二極管的正向?qū)妷簺Q定。

MOS作為開關(guān)管時的導通損耗 ?

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上式給出了中MOSFET 傳導損耗的近似值，但它只作為電路損耗的估算值，因為電流線性上升時所產(chǎn)生的功耗大于由平均電流計算得到的功耗。

對于“峰值”電流，更準確的計算方法是對電流峰值和谷值(下圖中的IV 和IP)之間的電流波形的平方進行積分得到估算值。 ?



典型的降壓型轉(zhuǎn)換器的MOSFET 電流波形，用于估算MOSFET 的傳導損耗。

更準確的估算損耗的方法，利用IP 和IV 之間電流波形I2的積分替代簡單的I2項。 ? ? ?

1.1 降低開關(guān)管的導通電阻可以有效地降低導通損耗

對于MOSFET而言，降低導通電阻可以有效降低導通損耗。

例如將IRF840換成IRF740可以將導通電阻從0.8Ω降低到0.55Ω，導通損耗可以降低40%以上；

若采用CoolMOS的SPP07N06C3(RDS(ON)=0.6Ω)替代IRFBC40（RDS（ON）=1.2Ω）導通損耗可以降低一半。

MOSFET廠家也是有類似摩爾定律的軍備競賽一樣，在Rds（on）的競爭也是非常激烈。主要玩家有英飛凌、NXP等。

1.2增加占空比可以降低導通損耗

在開關(guān)管額定電流相同的條件下，占空比為0.5的導通損耗是占空比0.4的導通損耗的80%。

有時為了獲得更合理的占空比，不惜采用多級電源轉(zhuǎn)換器。

例如48V產(chǎn)生1V，則先轉(zhuǎn)為12V，再轉(zhuǎn)為1V。12V轉(zhuǎn)1V，采用先轉(zhuǎn)5V，再轉(zhuǎn)1V等方案。 ?

MOSFET作為開關(guān)管時，導通損耗一般占開關(guān)管總損耗的2/3；

IGBT作為開關(guān)管時，導通損耗一般占開關(guān)管總損耗的1/3。 ?

1.3 其他降低導通損耗的方法

降額使用，例如將可以輸出250W的TOP250用于輸出50W的方案中，可以使電源效率達到87%；

選擇產(chǎn)品出廠時間比較晚的器件性能會比出廠時間比較早的器件導通電阻??；

選擇導通電壓降更低的器件作為開關(guān)管，例如用IRF740替代IRF840。 ?

2、二極管導通損耗

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如果是同步控制器，我們需要計算下管的寄生二極管在死區(qū)時間的導通損耗。

如果是非同步控制器，我們則需要計算二極管的續(xù)流時間的所有損耗。



二極管功耗，與正向?qū)妷?、開關(guān)頻率、死區(qū)時間、平均電流、相數(shù)有關(guān)。

所以我們需要選擇，導通電壓更小的MOSFET；

死區(qū)時間更小的控制器MOSFET組合；

適當選擇開關(guān)頻率。 ?

3、MOSFET開關(guān)損耗 ?



開關(guān)損耗隨著頻率的升高而增大，這一點很容易理解，隨著開關(guān)頻率提高(周期縮短)，開關(guān)過渡時間所占比例增大，從而增大開關(guān)損耗。

開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中，開關(guān)時間是占空比的二十分之一對于效率的影響要遠遠小于開關(guān)時間為占空比的十分之一的情況。

由于開關(guān)損耗和頻率有很大的關(guān)系，工作在高頻時，開關(guān)損耗將成為主要的損耗因素。 ?

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在常規(guī)技術(shù)下，開關(guān)損耗隨開關(guān)頻率的升高而上升，輕載時（如30%負載）開關(guān)電源的效率會明顯降低。



開關(guān)管開關(guān)過程是開關(guān)感性負載，開通過程需要電流首先上升到“電源電流” 然后才是電壓的下降；

關(guān)斷過程則是電壓上升到“電源電壓”，然后才是電流的下降。

這些過程中，有電壓電流同時存在的現(xiàn)象。

其電流、電壓的乘積非常高，因而產(chǎn)生開關(guān)損耗。

如何降低開關(guān)損耗：

在開關(guān)管的開關(guān)過程中讓電流、電壓相對? 的相位發(fā)生變化可以降低開關(guān)損耗；

在開關(guān)管的開關(guān)過程中電流、電壓值存在一個，而另一個為零，可以消除開關(guān)損耗；

縮短開關(guān)過程可以減小開關(guān)損耗

驅(qū)動MOSFET能力對開關(guān)損耗產(chǎn)生的影響

驅(qū)動MOSFET實際上是對MOSFET的柵極電容的充放電過程。

例如在100ns時間內(nèi)驅(qū)動一個100nC柵極電荷的MOSFET由關(guān)斷到導通或由導通到關(guān)斷需要1A驅(qū)動電流，如果是200mA則驅(qū)動時間就會變?yōu)?00ns。

對應的開關(guān)損耗將會增加到1A驅(qū)動電流的5倍。

因此，驅(qū)動電流對于快速開關(guān)MOSFET非常重要。

經(jīng)常我們在大功率的控制器的驅(qū)動管腳需要增加一個專門的控制器來控制MOSFET。

柵極電荷對開關(guān)損耗產(chǎn)生的影響

其中對MOSFET開關(guān)過程影響最大的是米勒電荷，即柵-漏極電荷。

例如柵極電荷為140nC的IRFP450（14A/500V）的柵-漏極電荷為80nC。

而fairchild的FQAF16N50（16A/500V，全塑封裝為11.5A）的柵-漏極電荷為28nC；ST的STE14NK50Z的柵-漏極電荷為31nC。

在相同的驅(qū)動條件下，IRFP450的開關(guān)時間大約為FQAF16N50的2.86倍；是STE14NK50Z的2.58倍。

對應的ORFP450的開關(guān)損耗也將是FQAF16N50的2.86倍，STE14NK50Z的2.58倍。

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4、切換控制模式實現(xiàn)輕載高效率

另一種重要的控制架構(gòu)是針對輕載工作或較寬的負載范圍設(shè)計的，即跳脈沖模式，也稱為脈沖頻率調(diào)制(PFM)。

與單純的PWM 開關(guān)操作(在重載和輕載時均采用固定的開關(guān)頻率)不同，跳脈沖模式下轉(zhuǎn)換器工作在跳躍的開關(guān)周期，可以節(jié)省不必要的開關(guān)操作，進而提高效率。

跳脈沖模式下，在一段較長時間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負載，以維持輸出電壓。

當然，隨著負載吸收電流，輸出電壓也會跌落。

當電壓跌落到設(shè)置門限時，將開啟一個新的開關(guān)周期，為電感充電并補充輸出電壓。

需要注意的是跳脈沖模式會產(chǎn)生與負載相關(guān)的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的PWM 控制架構(gòu)不同)，很難濾除。

先進的 IC 會合理利用兩者的優(yōu)勢：重載時采用恒定PWM 頻率；輕載時采用跳脈沖模式以提高效率。

當負載增加到一個較高的有效值時，跳脈沖波形將轉(zhuǎn)換到固定PWM，在標稱負載下噪聲很容易濾除。

在整個工作范圍內(nèi)，器件根據(jù)需要選擇跳脈沖模式和PWM 模式，保持整體的最高效率。

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降壓轉(zhuǎn)換器在PWM 和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線。

注意：輕載時，空閑模式下的效率高于PWM模式。

PWM



PFM

電源紋波?

PWM? ? VS? ???PFM

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5、電感功耗阻性損耗

電感功耗包括線圈損耗和磁芯損耗兩個基本因素，線圈損耗歸結(jié)于線圈的直流電阻(DCR)，磁芯損耗歸結(jié)于電感的磁特性。

為了獲取更低的DCR，有些電感采用非常粗的導體纏繞磁芯，實現(xiàn)電感的值，會造成封裝很大。

這也是功率電感封裝一般比較大的原因。

已知DCR 和平均電感電流，電感的電阻損耗(PL(DCR))可以用下式估算：

PL(DCR)?= LAVG2× DCR ?

6、磁芯損耗

磁芯損耗并不像傳導損耗那樣容易估算，很難估測。它由磁滯、渦流損耗組成，直接影響鐵芯的交變磁通。

盡管平均直流電流流過電感，由于通過電感的開關(guān)電壓的變化產(chǎn)生的紋波電流導致磁芯周期性的磁通變化。

磁滯損耗源于每個交流周期中磁芯偶極子的重新排列所消耗的功率，可以將其看作磁場極性變化時偶極子相互摩擦產(chǎn)生的“摩擦”損耗，正比于頻率和磁通密度。

相反，渦流損耗則是磁芯中的時變磁通量引入的。由法拉第定律可知：交變磁通產(chǎn)生交變電壓。

因此，這個交變電壓會產(chǎn)生局部電流，在磁芯電阻上產(chǎn)生I2R 損耗。

磁芯材料對磁芯損耗的影響很大。

SMPS 電源中普遍使用的電感是鐵粉磁芯，鐵鎳鉬磁粉芯(MPP)的損耗最低，鐵粉芯成本最低，但磁芯損耗較大。

磁芯損耗可以通過計算磁芯磁通密度(B)的最大變化量估算，然后查看電感或鐵芯制造商提供的磁通密度和磁芯損耗(和頻率)圖表。

峰值磁通密度可以通過幾種方式計算，公式可以在電感數(shù)據(jù)資料中的磁芯損耗曲線中找到。

7、電容損耗

電容元件的實際物理特性導致了幾種損耗。

這些損耗主要表現(xiàn)在三個方面：等效串聯(lián)電阻損耗、漏電流損耗和電介質(zhì)損耗。

電容的阻性損耗顯而易見。既然電流在每個開關(guān)周期流入、流出電容，電容固有的電阻(ESR)將造成一定功耗。漏電流損耗是由于電容絕緣材料的電阻(RL)導致較小電流流過電容而產(chǎn)生的功率損耗。

電介質(zhì)損耗比較復雜，由于電容兩端施加了交流電壓，電容電場發(fā)生變化，從而使電介質(zhì)分子極化造成功率損耗。

8、線路寄生電感產(chǎn)生的開關(guān)損耗

線路的寄生電感在每一次開關(guān)過程都要將其儲能完全釋放到開關(guān)管，變?yōu)闊崮?，這是造成開關(guān)損耗的主要原因之一。所以我們可以減短功率路徑的走線長度。

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9、緩沖電路損耗

為了降低開關(guān)電源的電磁干擾，需要降低開關(guān)管的di/dt、dv/dt，常利用緩沖電路實現(xiàn)。如果緩沖電路是RC或RCD形式，就會產(chǎn)生損耗。

如果選用LC或LCD電路形式則可以大幅度降低緩沖電路的損耗。這其中還是存在L、D的損耗以及電容器電壓復位時的開關(guān)管的損耗。

采用軟開關(guān)或零電壓開關(guān)可以省去緩沖電路，也沒有了緩沖電路的損耗。?






審核編輯：劉清