智能交錯—實現(xiàn)高效AC/DC電源的先進PFC控制器

智能交錯—實現(xiàn)高效AC/DC 電源的先進PFC 控制器

交錯是一種特殊的并聯(lián)方式，即在兩個或多個功率級 (通常稱之為相位或通道) 之間存在獨特的相位關系，為了保持兩級設計所擁有的全部紋波電流消除優(yōu)勢，必須讓各個通道彼此間相差180°同差。由于每個通道都是針對處理50%功率而設計的，故同步的中斷或失敗，尤其是在負載超過最大額定電流的50%時，就可能造成整個設計的崩潰。

FAN9612采用飛兆半導體專有的同步方案Sync-Lock，可確保軟啟動、軟中止(Soft-Stop)期間以及所有瞬態(tài)和穩(wěn)態(tài)工作條件下近乎完美的180°同步。如果某個故障模式導致一個信道無法工作，內(nèi)部重啟動定時器會被激活，相當于高效的功率限制，可防止此通道提供全額定功率。所有這些同步和安全功能都完全由FAN9612處理，無須功率級冗余設計，從而能實現(xiàn)針對效率、性能和可靠性高度優(yōu)化的設計。

任何電源設計都要優(yōu)先考慮啟動，PFC轉(zhuǎn)換器也不例外。對大多數(shù)PFC應用而言，穩(wěn)壓輸出電壓設置點在400V 范圍之內(nèi)，故只要有任何電壓過沖，尤其是在軟啟動期間，就會對輸出大電容和開關組件造成額外的應力。FAN9612能夠解決與啟動有關的兩大重要問題。第一是能夠在整個啟動程序期間保持閉環(huán)軟啟動。圖1所示為FAN9612專有軟啟動電路的功能實現(xiàn)及啟動程序仿真。

圖1? 閉環(huán)軟啟動性能

通過把參考電壓鉗位在誤差放大器反饋電壓，軟啟動電容CSS 稍微預充電，加快初始化啟動。更重要的是，誤差放大器輸出直接控制軟啟動充電電流ISS(VCTRL)。因此，若誤差放大器接近飽和，電流源就減小VSS(t)，確保對誤差放大器輸出電壓的良好控制。不管在軟啟動周期內(nèi)后級DC/DC 轉(zhuǎn)換器從何處開始消耗 PFC輸出的功率，F(xiàn)AN9612都可以在內(nèi)部調(diào)節(jié)同相誤差放大器輸入以避免飽和，確保啟動或重啟動期間不會因瞬態(tài)故障條件而產(chǎn)生電壓過沖。

除了閉環(huán)軟啟動工作模式之外，F(xiàn)AN9612還具有通過VOUT電阻分壓器網(wǎng)絡直接啟動的可選功能。對于沒有足夠的輔助偏置電源電壓或待機電源的應用，啟動任何高電壓IC都必須對VDD電容進行充電，直到電壓達到控制IC欠壓鎖定(UVLO)導通閾值為止。這一般需要額外的電路，因而會增加功耗及降低效率。有些設計人員會采用這種方法：當通過自舉偏置(bootstrap bia)電源對PFC控制IC進行供電時，關斷啟動電路。雖然這種方案有助于降低功耗，但往往需要高側(cè)開關和驅(qū)動電路，從而增加外部組件的數(shù)目。FAN9612經(jīng)特別設計，無須外部啟動電阻即可啟動。在FB和VDD之間增加一個小信號二極管DSTART即可提供一條經(jīng)過RFB1的電流路徑，見圖2中的紅色虛線。一旦內(nèi)部5V參考電壓有輸出，小信號MOSFET QSTART就被開通，電阻反饋網(wǎng)絡即從啟動功能中解脫出來。另外也可以根據(jù)情況，忽略DSTART和QSTART，采用傳統(tǒng)的啟動方法。

圖2? 交替式簡化啟動電路

對于感測AC輸入電壓的PFC電路，大多數(shù)控制器都需要一個外部兩極濾波器來獲得RMS線電壓。雖然這對線路UVLO(也稱為brown-out保護，即電壓過低保護)是可接受的，但兩極濾波器的慢速和低靈敏度會導致額外的線電流失真，從而妨礙利用 RMS 電壓信息來實現(xiàn)任何部分的PWM控制，比如電壓前饋。而FAN9612卻能夠通過感測AC輸入電壓的峰值來獲得RMS值。由于RMS值與線電壓峰值成比例，所需外部電路就從兩極濾波器簡化為一個簡單的電阻分壓器。如圖3所示，F(xiàn)AN9612利用經(jīng)過分壓(divided down)的峰值電壓信號來實現(xiàn)欠壓保護(VIN(UVLO))、輸入過壓保護(VIN(OVP))，以及電壓前饋(VIN(VFF))這些PWM控制任務。RIN1和RIN2的比值可用于設定VIN(OVP)、跳變點和欠壓保護級。FAN9612獨有的Brown out遲滯可編程特性，可通過內(nèi)部2μA電流源和RIN(HYS)進行設置。

圖3? 輸入電壓感測電路

電壓前饋為PFC轉(zhuǎn)換器提供了數(shù)種優(yōu)勢。首先，控制環(huán)路增益變得與輸入電壓無關，這就大大簡化了補償任務，并有助于在線路瞬變期間保持更嚴格的輸出電壓調(diào)節(jié)。其次，輸入電流仍為正弦波，即使在功率受限期間也可減少電流失真。第三，由于用戶可編程最大導通時間(MOT)與VIN成比例，所以每個通道都獲得一個有效的功率限制功能。最后，F(xiàn)AN9612還能夠在DC輸入電壓下工作，故而適用于大功率逆變器，比如那些專為太陽能應用而設計的逆變器。

除了欠壓保護和輸入電壓OVP外，F(xiàn)AN9612還具有兩極輸出電壓OVP功能。圖4中所示的反饋電阻RFB1和RFB2對輸出電壓進行分壓，并把信號饋入到FAN9612跨導誤差放大器的輸入端。一個非鎖死輸出OVP電路用于在內(nèi)部監(jiān)控該信號，并被設置在反饋電壓超過3.25V時阻止開關。因此實際上，RFB1和RFB2具有調(diào)節(jié)輸出電壓和執(zhí)行輸出OVP的雙重功能。某些應用可能有限制輸出OVP和電壓調(diào)節(jié)功能共享同一組串聯(lián)電阻的設計要求。FAN9612針對這一問題提供第二級鎖定OVP功能，該鎖定電路的閾值為3.5V，可通過ROV1和ROV2來主動設置比非鎖定的OVP更高的保護電壓。在RFB2與地短路這種可能性較小的事件中，這個第二級OVP功能可關閉DRV1和DRV2。

圖4? 簡化應用電路

至于過流保護(OCP)，F(xiàn)AN9612可通過圖4中的RCS1和RCS2獨立感測每個通道的峰值電流。較之在返回路徑上采用單個電流感測電阻，對相位的逐個感測可提供更可靠、更有效的OCP解決方案。為了減少組件，每個輸入都在內(nèi)部集成了一個小型RC濾波器 (一般用于抑制電流感測輸入中的前沿尖刺)。最后，F(xiàn)AN9612電流感測閾值設為200mV，以使電流感測電阻上的功耗最小化。

FAN9612采用數(shù)項節(jié)能技術來滿足額定負載和輕負載下的效率要求。其同步電路的一部分利用最大頻率鉗位來限制輕載下和AC輸入電壓的過零點附近的與頻率相關的Coss MOSFET開關損耗。在VIN線電壓部分大于VOUT/2期間，使用谷底開關技術以感測最佳MOSFET導通時間，可進一步降低Coss電容性開關損耗。另一方面，當VIN小于VOUT/2時，主功率MOSFET利用零電壓開關(ZVS)導通。ZVS結(jié)合BCM工作模式的零電流開關(ZCS)，可消除MOSFET導通開通損耗和輸出整流器的反向恢復損耗。

FAN9612的自動相位管理可以滿足提高輕載效率的要求。FAN9612評測板(EVB)可以演示約30%(相位禁用)和40%(相位啟用)負載電流之間的相位管理能力，而利用FAN9612 MOT輸入則可準確調(diào)節(jié)閾值。圖5顯示了在負載電流剛好下跌到最大額定值的30%以下致使某個相位禁用時，輕載效率的提高。當負載電流達到最大額定值的近40%時，兩通道交錯式工作恢復。FAN9612 EVB是一個400W雙交錯式BCM PFC轉(zhuǎn)換器，當VIN=115VAC時，測得輕載負載效率提高1%；VIN=230VAC時，提高6.5%。