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　　大多數(shù)的現(xiàn)代電源都要求從輸入線路所吸收的電流包含諧波含量。實際上，規(guī)范標準要求線路電流接近正弦波形，而且相位與線路電壓同相。為此，通常在橋電路與大電容之間插入所謂的PFC預穩(wěn)壓器。這個中間段設計輸出恒定的直流電壓，同時從輸入線路吸收正弦電流。PFC段通常采用升壓配置，要求輸出電壓比線路可能最高的電壓電平都要高。這就是為什么歐洲或是通用主電源輸入條件下輸出穩(wěn)壓電平普遍設定在約390V的原因。

　　對于較低功率的應用而言，臨界導電模式(CrM)(也稱作邊界、邊界線甚至是瞬態(tài)導電模式)通常是首選的控制技術。本文將說明解決這種問題的方法。PFC段一個更加常見的問題是通常發(fā)生在啟動時的大電流過沖，而不論采用的是何種控制技術。

　　臨界導電模式工作

　　臨界導電模式(CrM)工作是低功率應用中最常見的解決方案。這種控制方法可以采用可變頻率控制原理來描述特征，即電感電流先上升至所需線路電流的2倍，然后下降至零，接著再上升至正電流，期間沒有死區(qū)時間(dead-time)，如圖1所示。這種控制方法需要電路精確地檢測電感的磁芯復位。

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　　圖1 臨界導電模式工作

　　零電流檢測

　　確定退磁完成的常見解決方案在于感測電感電壓，更具體地說，就是檢測電感電壓何時降至零。監(jiān)測線圈電壓并非經(jīng)濟的解決方案。相反，這升壓電感與小型繞組相關，這繞組(稱作“零電壓檢測器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個縮小版本，能夠用于控制器上，如圖2所示。ZCD繞組采用耦合形式，因而它在MOSFET導電時間(反激配置)期間呈現(xiàn)出負電壓，如圖3中所示。這繞組提供：

　　VAUX=-NVIN，當MOSFET導通時;

　　VAUX=N(VOUT-VIN)，當MOSFET開路時。

　　其中，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數(shù)比。

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　　圖2 NCP1607驅動的應用段典型應用示意圖

　　當ZCD電壓(VAUX)開始下降時線圈電流會達到零。許多CrM控制器內部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓，檢測出下降沿，并準時啟動下一個驅動信號。為了實現(xiàn)強固的工作，應用了磁滯機制，并實際上產生較高的(upper)閾值(VAUX上升時有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時有效)。出于不同原因(如安森美半導體NCP1607 PFC控制器中的ZCD引腳的多功能性)，在大多數(shù)商用器件中這些閾值都相對較高(在1V及2V之間)。

　　例如，NCP1607數(shù)據(jù)表中可以發(fā)現(xiàn)下述的ZCD閾值規(guī)范(引腳5是監(jiān)測ZCD信號的電路)。

　　Vpin5上升：最低值為2.1V，典型值為2.3V，最大值為2.5V;

　　Vpin5下降：最低值為1.5V，典型值為1.6V，最大值為1.8V。

　　要恰當?shù)貦z測零電流，VAUX信號必須高于較高的閾值。

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　　圖3 波形

　　極高輸入線路時的不精確零電流檢測

　　圖4及圖5顯示出在高線路時會面對的一個問題。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時Vin較高，因為VAUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN)。此外，如圖4所示，輸入電壓在開關頻率呈現(xiàn)出交流含量。因此，VAUX波形并不平坦，相反，它還包含紋波。在低線路時，這紋波可以忽略不計。在高線路時，VAUX幅度在退磁相位期間較小。因此，這些振蕩可能大到足以導致過早檢測電感磁芯復位。事實上，如圖4和圖5所示的那樣，零電流檢測的精度降低了。

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　　圖4 不精確零電流檢測導致的不穩(wěn)定性

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　　圖5 連續(xù)導電模式工作

　　圖4顯示出現(xiàn)不穩(wěn)定性問題時高輸入線路(正弦波頂端，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓。我們可以看到MOSFET關閉時，VAUX電壓輕微躍升至高于ZCD閾值。由于其大紋波的緣故，在退磁相位期間，VAUX電壓首先增加，然后下降。由于在某些開關周期的末段VAUX接近ZCD閾值，這VAUX電壓下降導致零電壓比較器在電感磁芯完全復位前就翻轉(trip)。圖5證實了這一論斷。有時，升壓二極管仍在導電時，PFC段開始新的周期。這個現(xiàn)象主要導致線路電流失真(見紅色跡線)、功率因數(shù)退化，并可能有一些頻率處在人耳可聽到的噪聲。