如圖6所示，在VCC與引腳5(ZCD引腳)之間布設(shè)一顆電阻，能夠減輕或抑制這個現(xiàn)象。這樣一來，ZCD引腳上就產(chǎn)生了偏置。

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　　圖6 ZCD引腳上的調(diào)整

　　在測試的應(yīng)用中，VCC為15V，且Rzcd=68kΩ。在VCC與引腳5之間增加一顆電阻Roff=680kΩ，就改變了施加在引腳5(ZCD引腳)上的電壓。退磁相位期間ZCD引腳上施加的實際VAUX電壓就變?yōu)椋?/p>

(1)

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　　然后，施加在引腳5上的電壓就偏置。事實上，這就像是VAUX電壓與減小了1.36V的ZCD閾值比較。這樣一來，新的實際ZCD閾值就是：

　　Vpin5上升：最低值為0.74V，典型值為0.94V,最大值為1.14V;

　　Vpin5下降：最低值為0.14V，典型值為0.24V,最大值為0.44V。

　　這些降低的ZCD閾值增加了ZCD的精度，并能抑制CCM工作，在相同條件下獲得的波特圖(見圖7)就證實了這一點。

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　　圖7 調(diào)整改善器件工作

　　必須注意，Vpin5下降(我們的案例中是1.5V)時，偏置必須保持在低于ZCD最低閾值。這是為了確保新的實際ZCD閾值(Vpin5下降時) 保持高于0V。否則，系統(tǒng)可能難于檢測磁芯復(fù)位并因此啟動新的開關(guān)序列。出于這個目的，應(yīng)當(dāng)考慮到VCC的變化。

　　啟動時的大過沖

　　PFC段從輸入線路正弦波電壓源吸收正弦電流，因此，它們?yōu)樨?fù)載提供僅匹配平均需求的方波正弦功率。輸出電容(大電容)“吸收”實際提供的功率與負(fù)載消耗的功率之差值。

　　● 饋送給負(fù)載的功率低于需求時，輸出電容放電，補(bǔ)償功率差額。

　　● 提供的功率超過負(fù)載功耗時，輸出電容充電，存儲多余的能量。

　　因此，輸出電壓呈現(xiàn)出輸入線路頻率2倍的低頻交流含量。不利的是，PFC電流整形(current-shaping)方法均基于控制信號無紋波的假設(shè)。否則，就不能夠優(yōu)化功率因數(shù)，因為輸入線路電流重新復(fù)制了控制信號失真。這就是眾所周知的PFC電路動態(tài)性能差的原因。它們的穩(wěn)壓環(huán)路帶寬設(shè)得極低，從而抑制100Hz或120Hz紋波，否則輸出電壓就會注入這紋波。

　　由于系統(tǒng)極慢，PFC段遭受陡峭的負(fù)載或輸入電壓變化時，會在大電容上呈現(xiàn)出大的過沖(over-shoot)或欠沖(under-shoot)。啟動序列就是這些瞬態(tài)中的一種，能夠產(chǎn)生大的電壓過應(yīng)力(over-stress)。

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　　圖8 輸出電壓紋波

　　圖9展示能在啟動相位期間觀察到的那類過沖。這波特圖是使用由NCP1607驅(qū)動、負(fù)載是下行轉(zhuǎn)換器的PFC段獲得的。

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　　圖9 啟動相位期間的過沖

　　承受啟動過沖

　　應(yīng)用軟啟動是減小過沖的一種自然選擇。然而，設(shè)計人員所選擇的控制器并不必須具有這個功能特性。此外，從定義來看，這種功能減緩了啟動速度，而這并非總是可以接受。

　　另外一種簡單的選擇涉及在反饋感測電阻分壓器處增加一個電容，如圖10所示。在這個圖中，我們假定感測網(wǎng)絡(luò)中上部的電阻分割為兩個電阻，而電容Cfb并聯(lián)連接在其中一個電阻的兩端。

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　　圖10 小幅調(diào)整反饋網(wǎng)絡(luò)

　　如果控制電路中嵌入了傳統(tǒng)的誤差放大器，讓我們分析電容Cfb的影響。在穩(wěn)態(tài)，Cfb改變了傳遞函數(shù)。通過檢測，我們立即注意到它增加了：

　　處于下述頻率的一個零點：

(2)

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　　處于下述頻率的一個極點：

(3)

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　　控制器集成了傳導(dǎo)誤差放大器(OTA)時，情況就有點不同。這是因為反饋引腳(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground)。因此，電阻分壓器中下部位置的電阻(RfbL)影響了極點頻率的表達(dá)式。實際上，采用OTA時：

(4)

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　　然而，PFC輸出電壓的穩(wěn)壓電平通常處于390V范圍，而控制器參考電壓處在少數(shù)幾伏的范圍。因此，與(RfbU1+RfbU2)相比，RfbL極小;如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，或如果RfbU1小于RfbU2，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2。事實上，設(shè)計人員基于這些考慮因素，能夠得出近似Cfb產(chǎn)生的極點頻率，即：

(5)

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　　最后，兩種配置中都獲得相同的極點。

　　這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性條件。相反，滿足這些條件是明智之舉，因為RfbU1兩端的電壓及相應(yīng)的Cfb兩端的電壓取決于RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對比較關(guān)系。這就是為什么它們是現(xiàn)實可行的原因。

　　如果RfbU1與RfbU2這兩個電阻擁有類似阻值，

(6)

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　　如果RfbL=RfbU2：

(7)

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　　最后，如果與RfbU2相比RfbU1極小，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數(shù)中抵消(cancel)的極點和零點。這樣，增加Cfb就對環(huán)路和交越頻率沒有影響。如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍，低頻增益就略微增加，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加。事實上，特別是在RfbL=RfbU2時，這個增加的電容并不會大幅改變PFC段的動態(tài)性能。

　　然而，在啟動相位期間，這個電容發(fā)揮重要作用。當(dāng)輸出電壓上升時，Cfb電容也充電。Cfb充電電流增加到反饋電流中，所以穩(wěn)壓電平臨時降低。這增加的電流與Cfb電容值成正比，并取決于輸出電壓的陡峭度，因此，在輸出電壓快速充電時，這個影響更引人注目。