固態(tài)變壓器（SST）高頻DC/DC級(jí)中基于半橋SiC模塊的LLC變換器控制策略

BASiC Semiconductor基本半導(dǎo)體一級(jí)代理商傾佳電子（Changer Tech）是一家專注于功率半導(dǎo)體和新能源汽車(chē)連接器的分銷(xiāo)商。主要服務(wù)于中國(guó)工業(yè)電源、電力電子設(shè)備和新能源汽車(chē)產(chǎn)業(yè)鏈。傾佳電子聚焦于新能源、交通電動(dòng)化和數(shù)字化轉(zhuǎn)型三大方向，代理并力推BASiC基本半導(dǎo)體SiC碳化硅MOSFET單管，SiC碳化硅MOSFET功率模塊，SiC模塊驅(qū)動(dòng)板等功率半導(dǎo)體器件以及新能源汽車(chē)連接器。?

傾佳電子楊茜致力于推動(dòng)國(guó)產(chǎn)SiC碳化硅模塊在電力電子應(yīng)用中全面取代進(jìn)口IGBT模塊，助力電力電子行業(yè)自主可控和產(chǎn)業(yè)升級(jí)！

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1. 引言：固態(tài)變壓器與第三代半導(dǎo)體技術(shù)的融合演進(jìn)

在現(xiàn)代電力電子系統(tǒng)的宏偉藍(lán)圖 specific to smart grids and traction systems，固態(tài)變壓器（Solid State Transformer, SST）正逐漸取代傳統(tǒng)的工頻變壓器（Line Frequency Transformer, LFT）。SST不僅承擔(dān)著電壓等級(jí)變換的基本職能，更被賦予了潮流控制、電能質(zhì)量調(diào)節(jié)、以及交直流混合接口等高級(jí)功能。在SST的三級(jí)架構(gòu)（AC/DC整流級(jí)、DC/DC隔離級(jí)、DC/AC逆變級(jí)）中，高頻隔離DC/DC級(jí)是核心樞紐，其性能直接決定了整個(gè)系統(tǒng)的效率、功率密度和可靠性。

隨著以碳化硅（SiC）為代表的寬禁帶（WBG）半導(dǎo)體器件的成熟，SST的設(shè)計(jì)范式發(fā)生了根本性的轉(zhuǎn)變。相比于傳統(tǒng)的硅基IGBT器件，SiC MOSFET憑借其高耐壓、低導(dǎo)通電阻、極快的開(kāi)關(guān)速度以及優(yōu)異的高溫特性，使得DC/DC變換器的工作頻率從幾十千赫茲躍升至數(shù)百千赫茲甚至兆赫茲級(jí)別。這種頻率的提升極大地減小了磁性元件和無(wú)源元件的體積，是實(shí)現(xiàn)SST高功率密度的關(guān)鍵。

然而，SiC器件的高頻化應(yīng)用也給控制策略帶來(lái)了前所未有的挑戰(zhàn)。極高的dv/dt和di/dt使得寄生參數(shù)的影響被顯著放大，傳統(tǒng)的控制方法在面對(duì)寬電壓范圍調(diào)節(jié)、快速負(fù)載瞬變以及電磁干擾（EMI）抑制時(shí)顯得捉襟見(jiàn)肘。特別是在采用半橋SiC功率模塊（如BASiC Semiconductor的BMF系列）構(gòu)建的LLC諧振變換器中，如何充分挖掘器件的性能潛力，同時(shí)規(guī)避寄生電感導(dǎo)致的振蕩和誤導(dǎo)通，成為了控制策略研究的核心議題。

傾佳電子楊茜將立足于SST的應(yīng)用背景，結(jié)合具體的半橋SiC模塊參數(shù)，對(duì)高頻LLC變換器的控制策略進(jìn)行深度剖析。我們將探討從穩(wěn)態(tài)的混合調(diào)制策略到動(dòng)態(tài)的軌跡控制，再到同步整流的自適應(yīng)算法，旨在構(gòu)建一套適應(yīng)SiC時(shí)代SST需求的完備控制理論體系。

2. SST中高頻DC/DC級(jí)的挑戰(zhàn)與SiC模塊特性分析

2.1 固態(tài)變壓器DC/DC隔離級(jí)的運(yùn)行工況與需求

在SST應(yīng)用中，特別是面向配電網(wǎng)或軌道交通的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（ISOP）架構(gòu)中，DC/DC級(jí)面臨著極端復(fù)雜的運(yùn)行工況。首先是寬電壓增益范圍的需求。SST的前級(jí)AC/DC整流器通常需要應(yīng)對(duì)電網(wǎng)電壓的波動(dòng)（如+10%/-20%），這意味著中間直流母線電壓會(huì)在較大范圍內(nèi)變化。LLC變換器必須在整個(gè)電壓范圍內(nèi)保持輸出電壓的穩(wěn)定，這對(duì)諧振槽路的設(shè)計(jì)和增益調(diào)節(jié)能力提出了嚴(yán)苛要求。

其次是高頻紋波抑制。前級(jí)整流會(huì)在直流母線上引入兩倍工頻（100Hz或120Hz）的電壓紋波。如果DC/DC級(jí)不能有效地抑制這一低頻紋波，它將直接傳導(dǎo)至低壓側(cè)，影響負(fù)載電能質(zhì)量 。傳統(tǒng)的做法是增大母線電容，但這違背了SST高功率密度的設(shè)計(jì)初衷。因此，必須依靠DC/DC級(jí)的高帶寬控制能力來(lái)主動(dòng)抑制紋波。

最后是全負(fù)載范圍的軟開(kāi)關(guān)。為了最大化效率并解決散熱問(wèn)題，LLC變換器必須在從輕載到滿載的全范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管的零電壓開(kāi)通（ZVS）和副邊整流管的零電流關(guān)斷（ZCS）。SiC器件雖然降低了開(kāi)關(guān)損耗，但硬開(kāi)關(guān)（Hard Switching）仍然會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的EMI問(wèn)題和額外的熱應(yīng)力。

2.2 半橋SiC模塊的關(guān)鍵電氣特性及其控制意義

為了深入分析控制策略，必須首先量化硬件對(duì)象的特性。以基本半導(dǎo)體（BASiC Semiconductor）的BMF系列半橋SiC MOSFET模塊為例，其電氣參數(shù)為控制算法的設(shè)計(jì)提供了物理邊界和優(yōu)化空間。

2.2.1 極低的寄生電感與開(kāi)關(guān)速度

根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)，BMF系列模塊（如BMF60R12RB3和BMF240R12KHB3）采用了低電感封裝設(shè)計(jì)，其雜散電感（Stray Inductance, Lσ?）通常在30nH至40nH之間 。雖然這一數(shù)值相比傳統(tǒng)IGBT模塊已有顯著降低，但在SiC MOSFET極快的開(kāi)關(guān)速度下（開(kāi)通延遲td(on)?約40ns，關(guān)斷延遲td(off)?約70-100ns 3），微小的電感仍會(huì)產(chǎn)生巨大的感生電壓。

假設(shè)開(kāi)關(guān)過(guò)程中電流變化率di/dt達(dá)到3000 A/μs（即3 A/ns），則30nH的雜散電感將產(chǎn)生約90V的電壓尖峰（V=L?di/dt）。

Vspike?=30×10?9H×3×109A/s=90V

這一電壓尖峰不僅增加了器件的電壓應(yīng)力，更嚴(yán)重的是，它會(huì)干擾控制信號(hào)，特別是在副邊同步整流（SR）的VDS?檢測(cè)電路中造成誤判。因此，控制策略必須包含對(duì)寄生電感效應(yīng)的補(bǔ)償機(jī)制，或者采用對(duì)寄生參數(shù)不敏感的控制算法。

2.2.2 輸出電容（Coss?）的非線性與ZVS死區(qū)設(shè)定

SiC MOSFET的輸出電容Coss?呈現(xiàn)出強(qiáng)烈的非線性，隨電壓升高而急劇減小。例如，BMF240R12E2G3模塊在800V時(shí)的Coss?約為0.9nF，存儲(chǔ)能量Eoss?約為227 μJ 。

在LLC變換器的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，勵(lì)磁電流（ILm?）必須抽走Coss?中存儲(chǔ)的電荷以實(shí)現(xiàn)ZVS。傳統(tǒng)的基于固定Coss?值的死區(qū)計(jì)算方法在SiC應(yīng)用中不再適用。如果死區(qū)時(shí)間過(guò)短，電荷未泄放完畢即開(kāi)通，將導(dǎo)致容性開(kāi)通損耗（0.5CV）和巨大的電流沖擊；如果死區(qū)過(guò)長(zhǎng)，體二極管將長(zhǎng)時(shí)間導(dǎo)通，盡管SiC體二極管反向恢復(fù)特性較好，但其較高的導(dǎo)通壓降（VSD?可達(dá)3-5V ）會(huì)帶來(lái)顯著的導(dǎo)通損耗。

因此，基于能量等效電容的自適應(yīng)死區(qū)控制是發(fā)揮SiC模塊性能的關(guān)鍵?？刂扑惴ㄐ韪鶕?jù)當(dāng)前的母線電壓和負(fù)載電流，實(shí)時(shí)計(jì)算最優(yōu)死區(qū)時(shí)間：

tdead?≈ILm,peak?2?Qoss?(Vin?)?

其中Qoss?是Vin?下的總輸出電荷。由于ILm?隨頻率變化，死區(qū)時(shí)間必須是動(dòng)態(tài)可調(diào)的。

2.2.3 “零反向恢復(fù)”特性與可靠性裕度

BMF系列模塊集成了SiC肖特基勢(shì)壘二極管（SBD）或利用SiC MOSFET體二極管的優(yōu)異特性，實(shí)現(xiàn)了極低甚至“零”反向恢復(fù)電荷（Qrr?）。例如，BMF60R12RB3的Qrr?僅為0.2 μC ，這比同規(guī)格Si器件低1-2個(gè)數(shù)量級(jí)。

這一特性對(duì)控制策略的穩(wěn)健性設(shè)計(jì)具有重大意義。在傳統(tǒng)的LLC控制中，必須嚴(yán)格防止進(jìn)入容性工作區(qū)（ZCS區(qū)），因?yàn)镾i MOSFET體二極管的反向恢復(fù)可能導(dǎo)致直通炸管。而對(duì)于SiC模塊，即使在瞬態(tài)過(guò)程中短暫進(jìn)入容性區(qū)，由于Qrr?極低，也不會(huì)發(fā)生災(zāi)難性的故障。這賦予了控制器更大的自由度，允許在負(fù)載突變等極端工況下采用更激進(jìn)的軌跡控制算法，而無(wú)需設(shè)置過(guò)于保守的頻率限制，從而提升了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度 。

3. 寬電壓范圍下的混合調(diào)制控制策略

SST應(yīng)用中，輸入電壓波動(dòng)和寬范圍輸出調(diào)節(jié)是常態(tài)。傳統(tǒng)的脈沖頻率調(diào)制（PFM）在寬范圍應(yīng)用中面臨增益非線性嚴(yán)重、頻率變化范圍過(guò)大等問(wèn)題。為了在全范圍內(nèi)保持高效率并充分利用SiC模塊的特性，混合調(diào)制策略成為必然選擇。

3.1 PFM與移相調(diào)制（PSM）的混合控制

傳統(tǒng)LLC采用PFM控制，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率fsw?來(lái)調(diào)節(jié)增益。當(dāng)輸入電壓升高或負(fù)載變輕時(shí)，需要提高fsw?來(lái)降低增益。然而，對(duì)于SiC器件，雖然其開(kāi)關(guān)損耗較低，但極高的頻率（如>500kHz）仍會(huì)帶來(lái)顯著的驅(qū)動(dòng)損耗（Pdrv?=Qg??Vgs??fsw?）和磁芯損耗。以BMF540R12MZA3模塊為例，其總柵極電荷Qg?高達(dá)1320 nC ，在500kHz下僅驅(qū)動(dòng)損耗就可能超過(guò)10W，這對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的熱設(shè)計(jì)是巨大挑戰(zhàn)。

因此，引入移相調(diào)制（PSM）構(gòu)建PFM-PSM混合控制策略是解決寬范圍與高效率矛盾的有效途徑 。

3.1.1 混合控制的工作模態(tài)劃分

該策略將工作區(qū)域劃分為兩個(gè)主要模式：

PFM主導(dǎo)模式（重載/低壓輸入）：

工況： 當(dāng)需要高電壓增益時(shí)（例如電網(wǎng)電壓跌落或滿載輸出）。

控制邏輯： 變換器工作在諧振頻率fr?附近，原邊全橋保持180°固定相位差（即最大占空比）。此時(shí)利用LLC的高增益特性，且原邊開(kāi)關(guān)管自然實(shí)現(xiàn)ZVS。

優(yōu)勢(shì)： 電流波形接近正弦，循環(huán)能量小，傳導(dǎo)損耗最低。

PSM介入模式（輕載/高壓輸入）：

工況： 當(dāng)需要低電壓增益時(shí)（例如電網(wǎng)電壓升高或輕載切除）。

控制邏輯： 限制最高開(kāi)關(guān)頻率fmax?（例如鎖定在1.5fr?或200kHz），轉(zhuǎn)而調(diào)節(jié)原邊全橋兩個(gè)橋臂之間的移相角?。通過(guò)減小?，降低施加在諧振槽路上的基波電壓有效值，從而降低增益。

優(yōu)勢(shì)： 避免了頻率過(guò)高導(dǎo)致的驅(qū)動(dòng)和磁損耗劇增。

SiC適配性分析： 在深度移相（小?）和輕載條件下，原邊關(guān)斷電流可能不足以抽取Coss?中的電荷，導(dǎo)致ZVS丟失。然而，由于SiC模塊Coss?儲(chǔ)能相對(duì)較?。ㄈ鏐MF60R12RB3僅65 μJ），且體二極管恢復(fù)特性優(yōu)異，即使在PSM模式下出現(xiàn)硬開(kāi)關(guān)，損耗和風(fēng)險(xiǎn)也是可控的?？刂扑惴梢愿鶕?jù)Vin?和Iload?實(shí)時(shí)計(jì)算最小移相角限制，以維持軟開(kāi)關(guān)邊界 。

3.2 變拓?fù)洌═opology Morphing）控制策略

對(duì)于電壓范圍極寬的應(yīng)用（如SST兼容不同電壓等級(jí)的直流微網(wǎng)），單純的PFM+PSM可能仍不足夠。變拓?fù)淇刂?/strong>提供了一種更為徹底的解決方案。

由于SiC模塊參數(shù)（如漏電流、絕緣電阻）和變壓器參數(shù)的離散性，串聯(lián)模塊的輸入電壓可能不均衡?？刂撇呗孕璋?strong>輸入電壓均衡環(huán)（IVB）。

解耦控制： 所有模塊共享一個(gè)公共的電壓/頻率指令（由輸出電壓環(huán)生成）。每個(gè)模塊附加一個(gè)獨(dú)立的電壓平衡控制器，其輸出疊加在公共指令上。

增益微調(diào)： 如果某模塊輸入電壓過(guò)高，均衡控制器應(yīng)微調(diào)該模塊的增益（提高增益），使其輸出更多功率，從而從輸入電容抽取更多電流，降低其電壓。

SiC模塊一致性的優(yōu)勢(shì)： BASiC的Pcore?2等模塊采用先進(jìn)的并聯(lián)芯片技術(shù)和嚴(yán)格的篩選 ，具有較好的一致性，這減輕了均壓控制器的負(fù)擔(dān)，允許采用較小的平衡調(diào)節(jié)幅度，提高了系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性。

6.2 載波移相交錯(cuò)控制

為了進(jìn)一步降低輸入輸出側(cè)的紋波，ISOP系統(tǒng)中的LLC模塊通常采用載波移相（Interleaving）控制。例如，3個(gè)模塊的三角載波互差120°。這對(duì)控制器提出了高精度的同步要求。SiC模塊的高速開(kāi)關(guān)特性要求同步精度達(dá)到納秒級(jí)，否則相位誤差會(huì)轉(zhuǎn)化為顯著的紋波噪聲。采用基于FPGA的集中式控制器或基于EtherCAT/光纖的高速分布式控制架構(gòu)是實(shí)現(xiàn)SST中SiC模塊精確同步的必要手段。

7. 結(jié)論與展望

將半橋SiC模塊應(yīng)用于SST的高頻DC/DC級(jí)，是實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)裝備小型化、高效化的必由之路。BASiC BMF系列模塊的低電感、低損耗和無(wú)反向恢復(fù)特性為這一應(yīng)用提供了堅(jiān)實(shí)的硬件基礎(chǔ)。然而，要完全釋放這些硬件潛力，控制策略必須進(jìn)行相應(yīng)的革新：

從單一PFM走向混合調(diào)制： 結(jié)合PFM與PSM，甚至采用變拓?fù)淇刂?，以?yīng)對(duì)SST寬電壓范圍的挑戰(zhàn)，避免SiC器件工作在極端頻率下。

引入狀態(tài)軌跡控制： 利用SOTC或LADRC等先進(jìn)算法，克服LLC的非線性動(dòng)態(tài)特性，提升對(duì)電網(wǎng)擾動(dòng)的抑制能力。

精細(xì)化的SR與死區(qū)管理： 基于SiC器件的Coss?非線性和寄生電感特性，實(shí)施自適應(yīng)死區(qū)和SR時(shí)序控制，消除體二極管導(dǎo)通損耗并防止誤觸發(fā)。

綜上所述，SST中LLC變換器的控制不再是簡(jiǎn)單的頻率調(diào)節(jié)，而是融合了器件物理特性、拓?fù)渲貥?gòu)和現(xiàn)代控制理論的綜合系統(tǒng)工程。隨著控制芯片算力的提升和SiC模塊封裝技術(shù)的進(jìn)步，未來(lái)的控制策略將更加智能化、集成化，推動(dòng)固態(tài)變壓器在智能電網(wǎng)中的廣泛應(yīng)用。

附表：主要數(shù)據(jù)匯總

審核編輯 黃宇