BST 變?nèi)萜鞯碾娙菘烧{(diào)諧能力可以定義為

電容可調(diào)諧能力=?(1)

其中Cmax是BST 變?nèi)萜髟?-V 偏置下的電容，Cmin?是在非零直流偏置下所獲得的電容。當(dāng)直流偏置電壓的絕對(duì)值提高時(shí)，Cmin?會(huì)有所降低，這是因?yàn)锽ST 材料的相對(duì)介電常數(shù)是隨著所施加的電壓而減小的[42]。

一般來(lái)說(shuō)，BST 變?nèi)萜骺梢栽O(shè)計(jì)成金屬-絕緣體-金屬電容器的形式，或一種叉指電容器（IDC）的形式。BST 可調(diào)諧IDC 由于其額外的對(duì)直流電壓不甚敏感的邊緣電容而具有較小的電容可調(diào)諧能力。圖11 說(shuō)明了BST IDC 典型的特性[2]，當(dāng)要求具有較低的電容值以及比較簡(jiǎn)單的制造工藝時(shí)，BST 可調(diào)諧IDC 便是一個(gè)更具有吸引力的選擇。

圖11、鈦酸鍶鋇叉指電容變?nèi)萜髟?MHz 下的標(biāo)稱(chēng)調(diào)諧曲線（有20 個(gè)叉指，每個(gè)叉指寬為5μm，長(zhǎng)為100 μm，叉指間距為5μm）[2]。

正如在文獻(xiàn)[28]中所公布的，IDC BST 變?nèi)萜魇窃趫D12（a）所示結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上制作的。通過(guò)脈沖激光沉積法將一層0.5-μm 厚的Ba0.5Sr0.5TiO3?（BST）薄膜沉積到一個(gè)（001）MgO 基片上（厚度為0.5-mm），在有氧環(huán)境下（0.1mbar）采用具有1.5Jcm-2?的激光以5Hz 的注入脈沖速度進(jìn)行沉積[42]。所制成的BST 材料在電場(chǎng)強(qiáng)度從3.5 變化到0V/μm 時(shí)，相對(duì)介電常數(shù)從700 變化到1,200，所測(cè)得的BST 薄膜的介電損耗tanδ 在10MHz 下從0.1 變化到0.2。

圖12（b）展示了具有六個(gè)叉指的IDC，這是文獻(xiàn)[28]中所開(kāi)發(fā)的BST 變?nèi)萜鞯幕締卧?。彼此間距為10μm 的叉指為220-μm 長(zhǎng)，10-μm寬。這個(gè)基本BST 變?nèi)萜鲉卧?-V 偏置下的Cmax=0.56pF，在35-V 偏置下的Cmin=0.4pF，根據(jù)式（1），它在給定的直流偏置電壓范圍中的電容可調(diào)能力為28.6%。為了實(shí)際應(yīng)用起見(jiàn)，人們制作了一個(gè)大的BST 變?nèi)萜餍酒?，這個(gè)芯片可以很容易地附著在傳統(tǒng)的微波電路板上。其尺寸為5×5mm2，含有三個(gè)并聯(lián)的BST 變?nèi)萜鲉卧?/p>

圖12、（a）在MgO 基片上所制作的鈦酸鍶鋇叉指變?nèi)萜餍酒钠拭鎸?。（b）鈦酸鍶鋇叉指變?nèi)萜鲉卧陌鎴D（尺寸單位為mm）[資料來(lái)源于28]。

可調(diào)諧帶阻濾波器

圖13 展示了一個(gè)具有槽線接地結(jié)構(gòu)的兩極點(diǎn)可調(diào)諧帶阻濾波器。在接地平面上，可調(diào)諧微帶線帶阻濾波器包含兩個(gè)可調(diào)諧BST 槽線諧振器和向BST 變?nèi)萜魈峁┲绷麟妷旱钠秒娐贰?/p>

圖13、制作成的采用鈦酸鍶鋇變?nèi)萜鞯目烧{(diào)諧微帶線帶阻濾波器[28]。（a）底部和（b）頂部。

圖14 給出了可調(diào)諧微帶線帶阻濾波器的測(cè)量響應(yīng)；這個(gè)帶阻濾波工作在中心頻率為1.2-1.4GHz 處，具有100MHz 的帶寬。因此，所測(cè)得的調(diào)諧范圍是14%。

圖14、可調(diào)諧帶阻濾波器的測(cè)量結(jié)果[28]。

可重構(gòu)雙模帶通濾波器

人們可以在單?；螂p模諧振器的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)帶通濾波器，并且傾向于在微帶線上進(jìn)行設(shè)計(jì)，因?yàn)橹绷髌秒娐房梢院苋菀椎卦谖Ь€上實(shí)施。雙模微帶線諧振器是很有吸引力的，因?yàn)槊總€(gè)雙模諧振器可以被用作雙調(diào)諧諧振電路，因此，給定了階數(shù)的濾波器所需的諧振器的數(shù)量可以減半，從而可以產(chǎn)生一個(gè)緊湊的濾波器架構(gòu)。對(duì)于一個(gè)傳統(tǒng)的雙模濾波器來(lái)說(shuō)，兩種簡(jiǎn)并的模式是通過(guò)控制一個(gè)合適的擾動(dòng)而進(jìn)行耦合的。環(huán)形濾波器（Circular ring filter）[43]，方形環(huán)路濾波器（Square loop filter），以及彎折環(huán)路濾波器（meander loop filter）[45]便屬于這種情況。另一方面，在文獻(xiàn)[46]中人們研究了一種新型的基于三角形貼片基礎(chǔ)之上的雙模諧振器濾波器，其中并未對(duì)雙模進(jìn)行耦合。最近，人們已經(jīng)在一個(gè)小型的雙模微帶線開(kāi)環(huán)濾波器中展示了這種獨(dú)特且有趣的特性[47]，這種諧振器是由傳統(tǒng)的單模開(kāi)環(huán)諧振器演變而來(lái)的[20]。

當(dāng)具有兩維對(duì)稱(chēng)性的傳統(tǒng)雙模諧振器被用于雙模帶通濾波器的設(shè)計(jì)之中時(shí)，需要一些擾動(dòng)來(lái)將兩種簡(jiǎn)并的模式分開(kāi)[1]。而在文獻(xiàn)[46]和[47]中所介紹的雙模諧振器則并不需要這個(gè)擾動(dòng)，因?yàn)槠鋬煞N分別被稱(chēng)為偶模和奇模的諧振模式彼此并不相互耦合。這兩種模式會(huì)在雙模濾波器中分開(kāi)的頻率上工作，其耦合結(jié)構(gòu)是與傳輸?shù)碾p模濾波器的耦合結(jié)構(gòu)有所不同的。圖15 展示了這種類(lèi)型的一個(gè)兩極點(diǎn)雙模濾波器的耦合結(jié)構(gòu)，其中S 和L分別代表著輸入和輸出端口；節(jié)點(diǎn)1 代表著奇模，節(jié)點(diǎn)2 代表著偶模。文獻(xiàn)[46]和[47]中演示了具有固定中心頻率的這種類(lèi)型的濾波器。

圖15、一個(gè)兩極點(diǎn)雙模濾波器的耦合結(jié)構(gòu)，其中這兩個(gè)模式彼此之間是沒(méi)有耦合的[35]。

在文獻(xiàn)[34]-[36]中，人們同樣研究了電子可重構(gòu)雙模微帶線開(kāi)環(huán)諧振器濾波器，這種濾波器發(fā)掘了在單個(gè)雙模諧振器中的兩個(gè)諧振模式之間無(wú)耦合的獨(dú)特特性。這便產(chǎn)生了一個(gè)簡(jiǎn)單的調(diào)諧方案，因?yàn)橥◣ьl率的調(diào)諧僅僅通過(guò)按比例改變模態(tài)頻率便可完成。此外，對(duì)于這種類(lèi)型的濾波器來(lái)說(shuō)，其選擇性可以通過(guò)電子方式重新設(shè)置，從而在通帶的任何一邊都會(huì)展示出具有一個(gè)有限頻率傳輸零點(diǎn)的較高的選擇性。

具有兩個(gè)直流偏置的可重構(gòu)雙模濾波器

正如在文獻(xiàn)[34]中所討論的，圖16 所顯示的是制作成的兩極點(diǎn)可重構(gòu)雙模微帶線開(kāi)環(huán)諧振器帶通濾波器。

圖16、制作成的具有兩個(gè)直流偏置的可重構(gòu)雙模微帶線開(kāi)環(huán)諧振器帶通濾波器[34]。

這個(gè)帶通濾波器具有如圖15 所示的耦合方案。由于在兩種工作諧振模式之間不存在耦合，因此，如果奇模和偶模的諧振頻率是按比例移動(dòng)的話，便可以調(diào)諧通帶的中心頻率。人們所采用的典型的可變電容在0.5pF到6.6pF 之間變化的Infineon BB857 變?nèi)萜鱽?lái)實(shí)施這種電子調(diào)諧。為了能重構(gòu)濾波器的特性，人們采用了兩個(gè)直流偏置。第一個(gè)直流偏置電壓V1?被用來(lái)改變奇模頻率，第二個(gè)直流偏置電壓V2被用來(lái)改變偶模頻率。

測(cè)量得到的頻率響應(yīng)繪制在圖17 中，這個(gè)頻率響應(yīng)展現(xiàn)出，取決于兩個(gè)直流偏置的組合情況，人們不僅可以調(diào)諧通帶頻率，而且濾波特性也同樣可以重構(gòu)，從第一種情況下的通帶高頻一邊具有高的選擇性而改變?yōu)榈诙N情況下，通帶的低頻一邊具有高的選擇性。

圖17、具有兩個(gè)直流偏置的可重構(gòu)雙模濾波器的測(cè)量性能。（a）第一種情況。（b）第二種情況[34]。

具有單個(gè)直流偏置的可調(diào)諧雙模濾波器

通過(guò)改變雙模微帶線開(kāi)環(huán)諧振器，雙模濾波器的中心頻率可以通過(guò)采用單個(gè)直流偏置來(lái)進(jìn)行電子調(diào)諧。換句話說(shuō)，偶模和奇模諧振頻率的改變由于使用同樣的偏置電壓而變得更為簡(jiǎn)便。圖18（a）展示了這種可調(diào)諧濾波器的一個(gè)例子[35]。這個(gè)濾波器是在相對(duì)介電常數(shù)為10.8 且厚度為1.27mm 的基礎(chǔ)上制作的。這個(gè)濾波器上連接了三只Infineon BB857 變?nèi)萜?，這與上一種情況類(lèi)似。變?nèi)萜黟伻氲氖峭瑯拥闹绷髌秒妷?。圖18（b）展現(xiàn)出當(dāng)直流偏置電壓從8.1V 變化到25V 時(shí)所測(cè)得的頻率響應(yīng)。這個(gè)濾波器在通帶的高端處展現(xiàn)了一個(gè)有限頻率的傳輸零點(diǎn)，其中心頻率的調(diào)諧范圍是100MHz，在825 到925MHz 之間。在這種情況下，在濾波器進(jìn)行調(diào)諧時(shí)，偶模頻率總是高于奇模頻率[46]。

圖18、（a）制作成的采用單個(gè)直流偏置，在通帶高端處含有一個(gè)有限頻率傳輸零點(diǎn)的可調(diào)諧雙模濾波器。（b）所測(cè)得的頻率響應(yīng)[35]。（ 圖片版權(quán)European Microwave Association，EuMA。經(jīng)許可使用。）

人們還可以采用另一種修改方案，文獻(xiàn)[35]便展示了用單個(gè)直流偏置進(jìn)行調(diào)諧，在通帶的低端處具有一個(gè)有限頻率的傳輸零點(diǎn)的可調(diào)諧雙模濾波器。

可調(diào)諧四極點(diǎn)雙模濾波器

可以將兩個(gè)或多個(gè)雙模，開(kāi)環(huán)諧振器進(jìn)行級(jí)聯(lián)來(lái)構(gòu)建一個(gè)具有較高階數(shù)的可調(diào)諧濾波器。例如，圖19 顯示了一個(gè)制作成的這種類(lèi)型的四極點(diǎn)可調(diào)諧濾波器[36]。每個(gè)雙模開(kāi)環(huán)諧振器加載了三個(gè)Infineon BB857 變?nèi)萜?。整個(gè)濾波器是用單個(gè)直流偏置電路來(lái)調(diào)諧的。直流偏置在10.6V 到34.0V 的范圍內(nèi)變化時(shí)的測(cè)量結(jié)果繪制在圖20 中，并與加載了不同的變?nèi)萜麟娙葜档姆抡娼Y(jié)果進(jìn)行了比較。

圖19、制作成的四極點(diǎn)可調(diào)諧雙模濾波器[36]。（圖片版權(quán)European Microwave Association，EuMA。經(jīng)許可使用。）

圖20 展示了實(shí)驗(yàn)用四極點(diǎn)可調(diào)諧帶通濾波器在通帶的每一邊都具有一個(gè)有限頻率傳輸零點(diǎn)的準(zhǔn)橢圓函數(shù)響應(yīng)。接近于通帶低端處的傳輸零點(diǎn)是與第一個(gè)雙模諧振器所固有的偶模相關(guān)聯(lián)的，而靠近通帶高端處的傳輸零點(diǎn)則是與第二個(gè)雙模諧振器的偶模相關(guān)聯(lián)的。因此，當(dāng)偶模頻率被調(diào)諧時(shí)，相關(guān)的傳輸零點(diǎn)也會(huì)作出相應(yīng)的移動(dòng)。對(duì)于給定的直流偏置電壓范圍，人們可以在0.86-0.96GHz 的調(diào)諧范圍內(nèi)對(duì)濾波器進(jìn)行調(diào)諧。

圖20、測(cè)量得到的可調(diào)諧濾波器的性能與仿真結(jié)果的比較。（a）S21 和（b）S11 [36]。

結(jié)論

本文介紹了若干種電子可重構(gòu)或可調(diào)諧微帶線濾波器。通過(guò)采用不同的電子控制技術(shù)，包括射頻微機(jī)電系統(tǒng)和鐵電體，梳狀濾波器結(jié)構(gòu)已經(jīng)被廣泛地用來(lái)開(kāi)發(fā)可調(diào)諧或可重構(gòu)濾波器，雖然這類(lèi)濾波器的帶寬通常都很小。本文所展示的UWB 濾波器采用的是p-i-n 二極管，但人們還實(shí)施了其它可切換元件，如金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管（MESFET）開(kāi)關(guān)。MESFET 開(kāi)關(guān)具有較低的直流功耗，但都有較大的非線性失真。人們同樣還可以考慮使用射頻微機(jī)電系統(tǒng)[13]-[14]或PET[18]。

BST 變?nèi)萜饕驯挥糜诰哂胁劬€接地結(jié)構(gòu)的電調(diào)微帶線帶阻濾波器中。這些結(jié)構(gòu)可以很方便地實(shí)施調(diào)諧元件和直流偏置電路，使之與基片另一面的主要射頻信號(hào)路徑具有更好的隔離性。鐵電體薄膜調(diào)諧器件，如BST 變?nèi)萜髟谳^高頻率應(yīng)用中是很有吸引力的，雖然其損耗需要被減到最小程度。

我們已經(jīng)展示出一個(gè)可以通過(guò)控制奇模和偶模的諧振頻率這種簡(jiǎn)單方式來(lái)調(diào)諧或者說(shuō)進(jìn)行電子重構(gòu)的雙模微帶線開(kāi)環(huán)諧振器濾波器，因?yàn)檫@兩種操作模式彼此之間不存在耦合。

除了半導(dǎo)體變?nèi)萜魍?，人們還實(shí)施了其它類(lèi)型的變?nèi)萜骱图夹g(shù)，如鐵電體薄膜和射頻微機(jī)電系統(tǒng)變?nèi)萜?。一個(gè)類(lèi)似的調(diào)諧技術(shù)可以被應(yīng)用于較高階數(shù)的濾波器中，在一個(gè)具有準(zhǔn)橢圓函數(shù)響應(yīng)的電調(diào)四極點(diǎn)雙模微帶線開(kāi)環(huán)諧振器濾波器中已經(jīng)演示了這種技術(shù)。通過(guò)選擇合適的變?nèi)荻O管并且合理地設(shè)計(jì)輸入和輸出饋電結(jié)構(gòu)，便可以提高頻率調(diào)諧范圍。采用額外的調(diào)諧元件來(lái)控制輸入和輸出耦合，對(duì)濾波器帶寬進(jìn)行調(diào)諧也同樣是可行的。

總的來(lái)說(shuō)，帶寬的調(diào)諧或控制比頻率的調(diào)諧更加具有挑戰(zhàn)性，具有較大帶寬的電調(diào)濾波器的設(shè)計(jì)就調(diào)諧范圍和帶寬控制來(lái)說(shuō)比窄帶寬的更加困難。文獻(xiàn)[48]-[51]中報(bào)道了一些在可調(diào)諧濾波器中進(jìn)行帶寬控制的技術(shù)。

電子可重構(gòu)濾波器的非線性行為非常依賴(lài)于所使用的調(diào)諧元件。采用射頻微機(jī)電系統(tǒng)和PET 通常會(huì)產(chǎn)生一個(gè)較好的線性特性?？芍貥?gòu)濾波器設(shè)計(jì)中的創(chuàng)新同樣可以改善性能并且能增加功能。調(diào)諧元件相對(duì)較低的Q 值會(huì)限制較高階數(shù)和窄帶可調(diào)諧濾波器的實(shí)施。這是因?yàn)?，?duì)于給定Q 值的調(diào)諧元件和其它與電路相關(guān)聯(lián)的損耗來(lái)說(shuō)，濾波器的插入損耗是隨著其階數(shù)的增高和帶寬的降低而增加的。因此，高階可調(diào)諧窄帶濾波器的插入損耗對(duì)于實(shí)際應(yīng)用來(lái)說(shuō)是太大了。此外，調(diào)諧范圍在高階濾波器的限制比低階濾波器的限制更大[4]。

可重構(gòu)濾波器的開(kāi)發(fā)涉及到一些折衷之處，例如濾波器的尺寸和偏置電路的復(fù)雜性，這些都增加了挑戰(zhàn)性?？梢栽O(shè)想在開(kāi)發(fā)電子可重構(gòu)微帶線濾波器方面將會(huì)有更多的研究和開(kāi)發(fā)活動(dòng)。有眾多文獻(xiàn)都涉及到這個(gè)論題，其中一些被列入?yún)⒖嘉墨I(xiàn)之中，感興趣的讀者可以參考這些文獻(xiàn)以獲取跟多的資訊。

致謝

本文所介紹的一些工作是由U.K.Engineering and Physical Science Research Council 通過(guò)兩個(gè)研究項(xiàng)目（EP/C520289/1 ）和（EP/E02923/1）給予資助的。作者對(duì)參與這些項(xiàng)目的組織和個(gè)人表示感謝。

參考文獻(xiàn)

[1] J.-S. Hong and M. J. Lancaster, Microstrip Filters for RF/Microwave Applications. New York: Wiley, 2001.
[2] J. Nath, D. Ghosh, J.-P. Maria, A. I. Kingon, W. Fathelbab, P. D. Franzon, and M. B. Steer, “An electronically tunable microstrip bandpass filter using thin-film barium-strontium-titanate (BST) varactors,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 9, pp.2707–2712, Sept. 1982.
[3] J. Sigman, C. D. Nordquist, P. G. Clem, G. M. Kraus, and P. S. Finnegan, “Voltage-controlled Ku-band and X-band tunable combline filters using barium-strontium-titanate,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 18, no. 9, pp. 593–595, Sept. 2008.
[4] I. Vendik, O. Vendik, V. Pleskachev, A. Svishchev, and R. Wordenweber, “Design of tunable ferroelectric filters with a constant fractional band width,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., May 2001, vol. 3, pp. 1461–1464.
[5] W. M. Fathelbab and M. B. Steer, “A reconfigurable bandpass filter for RF/microwave multifunctional systems,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 3, part 2, pp. 1111–1116, Mar. 2005.
[6] G. Torregrosa-Penalva, G. Lopez-Risueno, and J. I. Alonso, “A simple method to design wide-band electronically tunable combline filters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 50, no. 1, part 1, pp.172–177, Jan. 2002.
[7] I. Vendik, O. Vendik, V. Pleskachev, and M. Nikol’ski, “Tunable microwave filters using ferroelectric materials,” IEEE Trans. Appl. Superconduct., vol. 13, no. 2, part 1, pp. 716–719, June 2003.
[8] B.-W. Kim and S.-W. Yun, “Varactor-tuned combline bandpass filter using step-impedance microstrip lines,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 52, no. 4, pp. 1279–1283, Apr. 2004.
[9] M. Sanchez-Renedo, “High-selectivity tunable planar combline filter with source/load-multiresonator coupling,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 17, no. 7, pp. 513–515, July 2007.
[10] G. M. Kraus, C. L. Goldsmith, C. D. Nordquist, C. W. Dyck, P. S. Finnegan, F. Austin, IV, A. Muyshondt, and C. T. Sullivan, “A widely tunable RF MEMS end-coupled filter,” in 2004 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., June 6–11, 2004, vol. 2, pp. 429–432.
[11] P. Blondy, C. Palego, M. Houssini, A. Pothier, and A. Crunteanu, “RFMEMS reconfigurable filters on low loss substrates for flexible front ends,” in Proc. Asia-Pacific Microwave Conf. 2007 (APMC 2007), Dec. 11–14, 2007, pp. 1–3.
[12] A. Pothier, J.-C. Orlianges, G. Zheng, C. Champeaux, A. Catherinot, D. Cros, P. Blondy, and J. Papapolymerou, “Low-loss 2-bit tunable bandpass filters using MEMS dc contact switches,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 1, pp. 354–360, Jan. 2005.
[13] K. Entesari and G. M. Rebeiz, “A differential 4-bit 6.5-10-GHz RF MEMS tunable filter,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 3, part 2, pp. 1103–1110, Mar. 2005.
[14] I. C. Reines, C. L. Goldsmith, C. D. Nordquist, C. W. Dyck, G. M. Kraus, T. A. Plut, P. S. Finnegan, F. Austin, IV, and C. T. Sullivan, “A low loss RF MEMS Ku-band integrated switched filter bank,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 15, no. 2, pp. 74–76, Feb. 2005.
[15] R. Zhang and R. R. Mansour, “Novel tunable lowpass filters using folded slots etched in the ground plane,” in 2005 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., June 12–17, 2005, pp. 775–778.
[16] G. M. Rebeiz, K. Entesari, I.C. Reines, S.-J. Park, M.A. El-Tanani, A. Grichener, and A.R. Brown, “Tuning in to RF MEMS,” IEEE Microwave Mag., vol. 10, no. 6, pp. 55–72, Oct. 2009.
[17] L.-H. Hsieh and K. Chang, “Tunable microstrip bandpass filters with two transmission zeros,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, no. 2, part 1, pp. 520–525, Feb. 2003.
[18] W.-T. Tu and K. Chang, “Piezoelectric transducer-controlled dualmode switchable bandpass filter,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 17, no. 3, pp. 199–201, Mar. 2007.
[19] Y. Poplavko, D. Schmigin, V. Pashkov, M. Jeong, and S. Baik, “Tunable microstrip filter with piezo-moved ground electrode,” in Proc. 2005 European Microwave Conf., Oct. 4–6, 2005, vol. 2.
[20] J.-S. Hong and M. J. Lancaster, “Couplings of microstrip square openloop resonators for cross-coupled planar microwave filters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 44, no. 11, pp. 2099–2109, Nov. 1996.
[21] S. Pal, C. Stevens, and D. Edwards, “Tunable HTS microstrip filters for microwave electronics,” Electron. Lett., vol. 41, no. 5, pp. 286–288, Mar. 2005.
[22] G. L. Matthaei, “Narrow-band, fixed-tuned, and tunable bandpass filters with zig-zag hairpin-comb resonators,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 51, no. 4, part 1, pp. 1214–1219, Apr. 2003.
[23] G. Subramanyam, F. W. Van Keuls, and F. A. Miranda, “A K bandfrequency agile microstrip bandpass filter using a thin-film HTS/ferroelectric/dielectric multilayer configuration,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 48, no. 4, part 1, pp. 525–530, Apr. 2000.
[24] Y.-H. Chun, H. Shaman, and J.-S. Hong, “Switchable embedded notch structure for UWB bandpass filter,” IEEE Microwave and Wireless Compon. Lett., vol. 18, no. 9, pp. 590–592, Sept. 2008.
[25] H. R. Arachchige, J.-S. Hong, and Z.-C. Hao, “UWB bandpass filter with tunable notch on liquid crystal polymer substrate,” in Proc. Asia-Pacific Microwave Conf. 2008 (APMC 2008), Dec. 16–20, 2008, pp. 1–4.
[26] E. E. Djoumessi, M. Chaker, and K. Wu, “Varactor-tuned quarterwavelength dual-bandpass filter,” IET Microwaves, Antennas Propagat., vol. 3, no. 1, pp. 117–124, Feb. 2009.
[27] D. R. Jachowski, “Compact, frequency-agile, absorptive bandstop filters,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., 2005, pp. 513–516.
[28] Y.-H. Chun, J.-S. Hong, P. Bao, T. J. Jackson, and M. J. Lancaster, “BST varactor tuned bandstop filter with slotted ground structure,” in Proc. 2008 IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., June 2008, pp. 1115–1118.
[29] S. Y. Huang and Y. H. Lee, “A compact e-shaped patterned ground structure and its applications to tunable bandstop resonator,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 57, no. 3, pp. 657–666, Mar. 2009.
[30] Y.-H. Chun, J.-S. Hong, P. Bao, T. J. Jackson, and M. J. Lancaster, “An electronically tuned bandstop filter using BST varactors,” in Proc. 38th?European Microwave Conf. 2008, EuMC 2008, Oct. 27–31, 2008, pp. 1699– 1702.
[31] W. D. Yan and R. R. Mansour, “Compact tunable bandstop filter integrated with large deflected actuators,” in Proc. 2007 IEEE/MTT-S Int. Microwave Symp., June 3–8, 2007, pp. 1611–1614.
[32] Y.-H. Chun, J.-S. Hong, P. Bao, T. J. Jackson, and M. J. Lancaster, “BSTvaractor tunable dual-mode filter using variable ZC transmission line,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 18, no. 3, pp. 167–169, Mar. 2008.
[33] M. R. Al Mutairi, A. F. Sheta, and M. A. AlKanhal, “A novel reconfigurable dual-mode microstrip meander loop filter,” in Proc. 38th European Microwave Conf. 2008, EuMC 2008, Oct. 27–31, 2008, pp. 51–54.
[34] Y.-H. Chun and J.-S. Hong, “Electronically reconfigurable dualmode microstrip open-loop resonator filter,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 18, no. 7, pp. 449–451, July 2008.
[35] W. Tang and J.-S. Hong, “Compact tunable microstrip bandpass filters with asymmetrical frequency response,” in Proc. 38th European Microwave Conference (EuMC2008), pp. 599–602.
October 2009 IEEE microwave magazine 83
[36] W. Tang and J.–S. Hong, “Tunable microstrip quasi-elliptic function bandpass filters,” in Proc. 39th European Microwave Conf., 2009, Paper EuMC41-1.
[37] P. W. Wong and I. C. Hunter, “A new class of low-loss high-linearity electronically reconfigurable microwave filter,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 56, no. 8, pp. 1945–1953, Aug. 2008.
[38] P.W. Wong and I. Hunter, “Electronically tunable filters,” IEEE Microwave Mag., vol. 10, no. 6, pp. 46–54, Oct. 2009.
[39] H. Shaman and J.-S. Hong, “Ultra-wideband (UWB) bandpass filter with embedded band notch structures,” IEEE Microwave Wireless Compon. Lett., vol. 17, no. 3, pp. 193–195, Mar. 2007.
[40] EM User’s Manual, Version 10, Sonnet Software Inc., NY, 2006.
[41] F. A. Miranda, G. Subramanyam, F. W. van Keuls, R. R. Romanofsky, J. D. Warner, and C. H. Mueller, “Design and development of ferroelectric tunable microwave components for Ku and K-band satellite communication systems,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,vol. MTT-48, no. 7, pp. 1181–1189, July 2000.
[42] P. M. Suherman, T. J. Jackson, Y. Y. Tse, I. P. Jones, R. I. Chakalova, and M. J. Lancaster, “Microwave properties of Ba0.5Sr0.5TiO3 thin film coplanar phase shifters,” J. Appl. Phys., vol. 99, no. 104101, pp. 1–7, May 2006.
[43] I. Wolff, “Microstrip bandpass filter using degenerate modes of a microstrip ring resonator,” Electron. Lett., vol. 8, no. 12, pp. 302–303, June 1972.
[44] J.-S. Hong and M. J. Lancaster, “Bandpass characteristics of new dualmode microstrip square loop resonators,” Electron. Lett., vol.31, no. 11, pp. 891–892, May 1995.
[45] J.-S. Hong and M. J. Lancaster, “Microstrip bandpass filter using degenerate modes of a novel meander loop resonator,” IEEE Microwave Guided Wave Lett., vol. 11, no. 5, pp. 371–372, Nov. 1995.
[46] J.-S. Hong and S. Li, “Theory and experiment of dual-mode microstrip triangular patch resonators and filters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 52, no. 4, pp. 1237–1243, Apr. 2004.
[47] J.-S. Hong, H. Shaman, and Y. H. Chun, “Dual-mode microstrip open-loop resonators and filters,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 55, no. 8, pp. 1764–1770, Aug. 2007.
[48] W. L. Jones, “Design of tunable combline filters of near-constant bandwidth,” Electron. Lett., vol. 1, no. 6, pp. 156–158, Aug. 1965.
[49] B. E. Carey-Smith, P. A. Warr, M. A. Beach, and T. Nesimoglu, “Wide tuning-range planar filters using lumped-distributed coupled resonators,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 2, pp. 777–785, Feb. 2005.
[50] M. Sanchez-Renedo, R. Gomez-Garcia, J. I. Alonso, and C. Briso- Rodriguez, “Tunable combline filter with continuous control of center frequency and bandwidth,” IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 53, no. 1, pp. 191–199, Jan. 2005.
[51] M. Sanchez-Renedo and R. Gomez-Garcia, “Small-size planar tunable combline filter using decoupling walls,” Electron. Lett., vol. 43, no. 9, pp. 532– 534, Apr. 2007.

編輯：黃飛

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