LED驅(qū)動(dòng)電源單極PFC反激式開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì) - 全文

　　因?yàn)榄h(huán)境能源要求，在越來(lái)越多的電子產(chǎn)品使用的電源要求越來(lái)越高，特別是LED驅(qū)動(dòng)電源要求在5W以上的產(chǎn)品都要求高功率因素，低諧波，高效率，但是因?yàn)橛钟畜w積和成本的考量，傳統(tǒng)的PFC+PWM的方式電路復(fù)雜，成本高昂，因此在小功率（65W左右）的應(yīng)用場(chǎng)合一般會(huì)選用單極PFC的方式應(yīng)用，特別是在T5，T8等LED驅(qū)動(dòng)電源得到廣泛的應(yīng)用，并成為目前的主流應(yīng)用方案。

　　目前市面上的PFC有很多，下面以市面上得到廣泛應(yīng)用的LD7591及其升級(jí)版本LD7830，主要用LD7830來(lái)做說(shuō)明介紹。

　　一、介紹：

　　LD7830是一款具有功率因素校正功能的LED驅(qū)動(dòng)芯片，它通過(guò)電壓模式控制來(lái)穩(wěn)定輸出且實(shí)現(xiàn)高功率因素（PF）與低總諧波失真（THD）特性。LD7830能在寬輸入電壓范圍內(nèi)應(yīng)用，且保持極低的總諧波失真。LD7830具備豐富的保護(hù)功能，如輸出過(guò)壓保護(hù)（OVP），輸出短路保護(hù)（SCP），芯片內(nèi)置過(guò)溫保護(hù)（OTP），Vcc過(guò)壓保護(hù)，開(kāi)環(huán)保護(hù)等保護(hù)功能令LED驅(qū)動(dòng)電源系統(tǒng)工作起來(lái)更加安全可靠。LD7830在LD7591的基礎(chǔ)上增加了高壓啟動(dòng)，OLP保護(hù)功能和軟啟動(dòng)功能，使系統(tǒng)的待機(jī)功耗更低至0.3W以下，同時(shí)短路保護(hù)更加可靠。

　　二、LD7830特點(diǎn)：

　　內(nèi)置500V高壓?jiǎn)?dòng)電路

　　高PFC功能控制器

　　高效過(guò)渡模式控制

　　寬范圍UVLO （16V開(kāi)，7.5V 關(guān)）

　　最大250KHZ工作頻率

　　內(nèi)置VCC過(guò)壓保護(hù)

　　內(nèi)置過(guò)載保護(hù)（OLP）功能

　　過(guò)電流保護(hù)（OCP）功能

　　500/-800mA驅(qū)動(dòng)能力

　　內(nèi)置8ms軟啟動(dòng)

　　內(nèi)置過(guò)溫保護(hù)（OTP）保護(hù)

　　三應(yīng)用范圍：

　　AC/DC LED照明驅(qū)動(dòng)應(yīng)用

　　65W以下適配器

　　四、典型應(yīng)用

　　圖一

　　五、系統(tǒng)設(shè)計(jì)

　　LD7830的典型應(yīng)用為反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖一所示。

　　5.1我們首先介紹LD7830的反激工作原理，假設(shè)交流輸入電壓波形是理想正弦波，整流橋也是理想的，則整流后輸入電壓瞬時(shí)值Vin（t）可表示為：

　　其中VPK為交流輸入電壓峰值，VPK=√2×VRMS ， Vrms為交流輸入電壓有效值，F(xiàn)L為交流輸入電壓頻率。再假定在半個(gè)交流輸入電壓周期內(nèi)LD7830誤差放大器的輸出VCOMP為一恒定值，則初級(jí)電感電流峰值瞬時(shí)值I PKP（t）為：

　　其中IPKP為相對(duì)于輸入電壓初級(jí)電感電流峰值的最大值。

　　在反激電路中，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓Vin（t）對(duì)電感充電，同時(shí)輸出電容對(duì)負(fù)載放電，初級(jí)電感電流從零開(kāi)始上升，令θ=2×π×FL×t：

　　Ton為MOSFET導(dǎo)通時(shí)間，Lp為初級(jí)電感量，由上式可見(jiàn)，TON與相位無(wú)關(guān)。

　　假設(shè)變壓器的效率為1且繞組間完全耦合，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，次級(jí)電感對(duì)輸出電容充電和對(duì)負(fù)載放電，則：

　　其中，TOFF為MOSFET關(guān)斷時(shí)間，I PKS（θ）為次級(jí)峰值電流瞬時(shí)值，Ls為次級(jí)電感量， Vout為輸出電壓， VF為輸出整流管正向壓降，n為初次級(jí)匝比，TOFF隨輸入電壓瞬時(shí)值變化而變化。

　　工作電流波形如圖二所示，可見(jiàn)，在半個(gè)輸入電壓周期內(nèi)，只要控制TON固定，則電感電流峰值跟隨輸入電壓峰值，且相位相同，實(shí)現(xiàn)高功率因素PF.

　　圖二

　　5.2下面將針對(duì)反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)介紹相關(guān)參數(shù)設(shè)計(jì)流程

　　5.2.1首先根據(jù)實(shí)際應(yīng)用確定規(guī)格目標(biāo)參數(shù)，如最小交流輸入電壓Vinmin，最大交流輸入電壓Vinmax，交流輸入電壓頻率FL，輸出電壓Vout，輸出電流Iout，最大兩倍頻輸出電壓紋波ΔVo等。然后針對(duì)目標(biāo)參數(shù)進(jìn)行系統(tǒng)參數(shù)預(yù)設(shè)計(jì)，先估計(jì)轉(zhuǎn)換效率η來(lái)計(jì)算系統(tǒng)最大輸入功率；最大輸入功率Pin可表示為：

　　再確定系統(tǒng)最小工作頻率，LD7830 的開(kāi)關(guān)頻率是個(gè)變化量，表示為：

　　最小開(kāi)關(guān)頻率Fsw-min出現(xiàn)在最小輸入電壓的正弦峰值處。系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，最小開(kāi)關(guān)頻率Fsw-min一般設(shè)定在35kHz或更高。

　　確定變壓器反射電壓VOR，反射電壓定義為： VOR=n（Vout+Vf）， VOR的取值影響MOSFET與次級(jí)整流管的選取以及吸收回路的設(shè)計(jì)。

　　5.2.2變壓器設(shè)計(jì)

　　首先確定初級(jí)電感量，電感的大小與最小開(kāi)關(guān)頻率的確定有關(guān)，最小開(kāi)關(guān)頻率發(fā)生在輸入電壓最小且滿載的時(shí)候，由公式推導(dǎo)有：

　　其中Ko 定義為輸入電壓峰值與反射電壓的比值，即

　　一般說(shuō)來(lái)Ko越大PF 值會(huì)越低，總的THD%會(huì)越高。

　　確定初級(jí)電感量LP后，就該選擇變壓器磁芯了，可以參考公式AP=AE×AW選取，然后根據(jù)選定的磁芯，確定初級(jí)最小繞線圈數(shù)Npmin來(lái)避免變壓器飽和，參考公式：

　　然后確定次級(jí)繞組匝數(shù)，初次級(jí)的匝比由VRO決定：

　　同理推導(dǎo)并根據(jù)規(guī)格書(shū)定義的Vcc電壓可以得出Vcc繞組的匝數(shù)，LD7830的Vcc典型值設(shè)定在16V。

　　定義：

　　LP：初級(jí)電感量

　　NP：初級(jí)匝數(shù)

　　IPKP：初級(jí)峰值電流

　　BM：最大磁通飽和密度

　　AE：磁芯截面積

　　Po：輸出功率

　　5.2.3 初級(jí)吸收回路設(shè)計(jì)

　　當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，由于變壓器漏感的存在，在MOSFET的漏端會(huì)出現(xiàn)一個(gè)電壓尖峰，過(guò)大的電壓加到MOS管的D極會(huì)引起MOS擊穿，而且會(huì)對(duì)EMI造成影響，所以要增加吸收回路來(lái)限制漏感尖峰電壓。典型的RCD吸收回路如圖三所示：

　　圖三

　　RCD回路的工作原理是：當(dāng)MOSFET的漏端電壓大于吸收回路二極管D1陰極電壓時(shí)，二極管D1導(dǎo)通，吸收漏感的電流從而限制漏感尖峰電壓。設(shè)計(jì)中，緩沖電容C1兩端的電壓Vsn要設(shè)定得比反射電壓VRO高50--100V，如圖四所示，稱為漏感電壓ΔV， Vsn不能設(shè)計(jì)太低，設(shè)計(jì)太低將增加RCD吸收回路功耗。緩沖電容C1的設(shè)計(jì)根據(jù)能量平衡，

　　圖四

　　IPKPMAX為全電壓范圍內(nèi)IPKP的最大值，緩沖電容C1SN要承受大電流尖峰，要求其等效串聯(lián)電阻ESR很小，R1根據(jù)功耗選擇合適的W數(shù)，阻值一般在47K-120K之間，

　　，吸收回路二極管D1通常選擇快恢復(fù)二極管，且導(dǎo)通時(shí)間也要求快，反向擊穿電壓要求大于選擇的MOSFET 的擊穿電壓BVDSS，一般在65W以下應(yīng)用場(chǎng)合選用額定電流1A的快恢復(fù)二極管作為吸收回路二極管。

　　5.2.4 MOS管的選取

　　開(kāi)關(guān)管MOSFET最大漏極電流IDMAX應(yīng)大于開(kāi)關(guān)管所流過(guò)的峰值電流IPKP至少1.5倍，MOSFET的漏源擊穿電壓（參考圖四）BVDSS應(yīng)大于最大輸入電壓，VOR以及漏感引起的尖峰之和，一般應(yīng)留至少90%的余量。

　　5.2.5 次級(jí)整流管的選取

　　考慮一定的裕量，次級(jí)整流管D最大反向電壓VRM需滿足：

　　因?yàn)榉醇な?a target="_blank">開(kāi)關(guān)電源次級(jí)整流二極管只有在電源Toff的時(shí)候才會(huì)導(dǎo)通，輸出在導(dǎo)通時(shí)必須能夠承受整個(gè)輸出電流的容許值。輸出二極管需要的最小正向?qū)ǚ逯惦娏鳛椋?/p>

　　Dmax為工作周期，如果設(shè)定Dmax為0.5則Ifps》4Iout

　　5.2.6 輸出電容的選取

　　輸出電容電壓通常呈現(xiàn)兩種紋波，一種是由高頻輸出電流引起，主要與輸出電容的等效竄連電阻（ESR）大小有關(guān)，另外一種是低頻紋波，為了獲得較高的PF值，環(huán)路帶寬通常較窄，因此輸出不可避免地出現(xiàn)較大的兩倍輸入電壓頻率紋波，其值與電容大小有關(guān)，一般說(shuō)來(lái)低頻紋波滿足要求時(shí)，高頻紋波因?yàn)殡娙莸刃SR夠小，可以忽視。電容的容量可以參考各個(gè)廠家的規(guī)格書(shū)（一般選用高頻低阻型）選用，根據(jù)產(chǎn)品的實(shí)際工作溫度，電壓和考慮產(chǎn)品的MTBF選取合適的電容系列型號(hào)。

　　5.2.7 IC主要外圍參數(shù)選取

　　5.2.7.1 最大導(dǎo)通時(shí)間典型參數(shù)選取

　　圖五

　　5.2.7.2 Cs Pin參數(shù)選取

　　R1與C1為用來(lái)濾除突波的濾波器

　　R1： 100？~300？

　　C1： 100PF~470PF

　　圖六

　　5.2.7.3 RZCD參數(shù)選取

　　圖七

　　六、用LD7830和LD8105做的24V0.7A的實(shí)際應(yīng)用實(shí)例

　　6.1. 電路：

　　圖八

　　6.2.實(shí)際測(cè)試相關(guān)參數(shù)：

　　6.2.1 空載功耗在輸入AC264V為0.29W，低于0.3W

　　圖九

　　6.2.2 效率和PF值曲線

　　圖十

　　6.2.3 CV-CC曲線以及說(shuō)明

　　Led照明驅(qū)動(dòng)電源必須以恒流CC模式和恒壓CV模式來(lái)控制，由于LED的正向?qū)▔航禃?huì)隨著焊接面的溫度升高而降低，導(dǎo)致LED的電流會(huì)增大，使溫度升高，從而導(dǎo)致LED的壽命減少，甚至可能會(huì)造成產(chǎn)品的損害。所以參考圖八電路，次級(jí)部分采用了LD8105來(lái)做CV/CC模式控制，LD8105是一款高精度的CV/CC模式控制IC，與其它同類IC比較具有電流檢測(cè)電壓低，Vcc輸入電壓比較寬，工作電流小等特點(diǎn)，從而可以提高整個(gè)系統(tǒng)的效率和應(yīng)用范圍。