諧振轉換器同步整流器的設計注意事項

　　第一部分重點介紹了影響諧振轉換器設計的關鍵寄生參數(shù)，以及元件選擇標準和變壓器設計。本部分重點介紹諧振轉換器同步整流器（SR）的設計注意事項。

　　諧振轉換器中的工作狀態(tài)可能比脈寬調制轉換器中的工作狀態(tài)復雜得多。以圖1中的電感-電感-電容器-串聯(lián)諧振轉換器（LLC-SRC）為例，在給定的負載條件和開關頻率的相對位置（）的情況下，常規(guī)LLC-SRC設計中存在四種常見狀態(tài)（圖2）。 f sw）和串聯(lián)諧振頻率（f r）。當f sw 《f r時，整流二極管電流在有源開關（Q 1 或Q 2）之前變?yōu)榱悖?關掉。因此，在將金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）用作整流器（即SR）時，必須以小于50％的占空比關閉SR，以避免整流器電流倒流。否則，過大的循環(huán)電流會損害轉換器的效率。

　　圖1 電感-電容串聯(lián)諧振轉換器（LLC-SRC）提供軟開關功能，允許高頻工作。

　　圖2 LLC-SRC在重載和f sw下的工作狀態(tài) 《fr（a），輕載和f sw 《fr（b），重負載和f sw 》 f r （c），輕負載和f sw 》 f r （d）表明需要電流檢測，以防止在施加SR的情況下在輸出整流器上產(chǎn)生反向電流?！?f《/f

　　整流器電流導通時間實際上是0.5 / F ? 在重負載當f SW 《F - ［R 。因此，當f sw 《f r時，在重載時，可以將SR導通時間限制為略小于0.5 / f r，而在輕載時禁用SR ［1］。但是，這種開環(huán)SR控制方法無法優(yōu)化轉換器效率。

　　一種更可靠的SR控制方法是通過MOSFET的漏源電壓（V DS）感應［2］（圖3）?；旧希@種SR控制方法將MOSFET V DS 與兩個不同的電壓閾值進行比較，以開啟和關閉MOSFET。一些較新的V DS 感測SR控制器，例如德州儀器（ti）的UCC24624，甚至具有第三個電壓閾值，以激活比例柵極驅動器，從而以最小的延遲快速關閉SR。

　　圖3 V DS 感測SR在不同的V DS 電壓電平下打開和關閉SR 。

　　值得注意的是，電壓閾值處于毫伏級別；需要高精度的傳感電路。因此，通常通過使用具有V DS 電平（通常小于200V）和f sw 限制（通常小于400kHz）的集成電路來實現(xiàn)V DS感測方法。由于V DS 感測SR控制方法的局限性，您將需要另一種SR控制方法來優(yōu)化高壓和高頻諧振轉換器的SR傳導。

　　使用Rogowski線圈［3］，然后使用積分器和比較器是控制高頻諧振轉換器SR的另一種方法。圖4 是一個方框圖，說明在電容器-電感器-電感器-電容器-電容器串聯(lián)諧振雙有源橋式轉換器（CLLLC-SRes-DAB）［4］上使用Rogowski線圈進行的SR控制。帶繞組的空心線圈（Rogowski線圈）放置在變壓器繞組上以進行電流檢測。當時變電流流過線圈時，電流產(chǎn)生的磁通量會在線圈繞組上感應出電壓。與原始時變電流相比，感應電壓將具有90度的相位差。

　　圖4 Rogowski線圈SR控制可在CLLLC-SRes-DAB轉換器中實現(xiàn)精確的高頻SR感測和控制。

　　在Rogowski線圈之后添加一個積分器可以產(chǎn)生同相甚至領先于原始時變電流的電壓。因此，可以將積分器輸出的零電壓交叉設置為比時變電流零電流交叉早一些，以適應可能的傳播和控制延遲。然后將放大的積分器輸出信號與給定的比較器閾值進行比較，以產(chǎn)生具有幾乎最佳的SR傳導時間的SR驅動信號。插入控制電路的附加斜率檢測邏輯可進一步優(yōu)化不同負載條件下的SR傳導時間。由于Rogowski線圈通過磁通量感應電流，因此沒有電壓電平限制。此外，羅高夫斯基線圈使用的是空芯而不是磁芯材料，因此其帶寬非常高，沒有飽和極限；因此，與V不同，即使在兆赫茲級諧振轉換器上也沒有頻率限制問題DS 感應SR控制方法。

　　圖5 說明了此處提出的方法。將圖5中的時變電流定義為i（t），并假設Rogowski線圈垂直放置在變壓器繞組上，則可以使用公式1計算Rogowski線圈繞組的輸出電壓，如下所示：

　　其中A 是Rogowski線圈上每匝的橫截面積（假設Rogowski線圈上的匝都具有相同的橫截面積），N 是Rogowski線圈上的匝數(shù)，l 是周長羅氏線圈環(huán)，和μ的0 =4π?10 -7 H / m是滲透常數(shù)。

　　圖5 無源積分器允許Rogowski線圈SR控制電路預測零電流交叉時序。

　　假設在建議的感測電路中使用理想的運算放大器，公式2表示Rogowski線圈輸出v 1_0 與無源積分器輸出v 2_0之間的電壓關系：

　　可以將方程2中的微分方程求解為

　　其中一個 0 是常數(shù)，并且

　　為了更輕松地了解如何使用無源積分器和放大器調整相位差，請假定時變電流為純正弦波，這將使Rogowski線圈輸出電壓和積分器輸出均為純正弦波。換句話說，在假設v 2_0 （t）= a 1 sin?（ωt）的情況下，求解方程式1和2以獲得i（t）的方程式，方程式2可以重寫為方程式3：

　　哪里

　　翻轉Rogowski線圈的引腳，時變電流變?yōu)楣?：

　　當使Φ=-π/ 2的等式3和Φ=π通過改變R的值/ 2等式4 1，R 2，C 1 和fθ SW （ω=2πF SW與之間的正確的連接極性） Rogowski線圈輸出和積分器輸入，積分器輸出v 2_0 （t）與SR電流i（t）同相。此外，在實際應用中，您可以設置積分器波形來引導SR電流。因此，分別通過控制器和驅動器上的響應時間和傳播延遲，SR關斷時序仍可以設法保持在零電流交叉點。

　　圖6 顯示了感應電路的繞組電流測量值和增益放大器的輸出電壓。如您所見，對零電壓交叉編程以使其比實際檢測電流更早地關斷，可適應傳播和控制延遲。